0.8~2.5 GHz 双极化四脊圆锥喇叭天线设计

宽带、双极化四脊喇叭馈源研究高喜;李思敏;刘扬清;于新华;姜彦南【摘要】研制了一种用于抛物面天线馈源的高性能宽带、双极化四脊喇叭天线.利用三维全波电磁场仿真(Computer Simulation Technology,CST)软件分析了喇叭天线中后腔的形状和结构参数以及馈电探针位置对天线驻波比的影响,对天线的整体结构参数进行了优化,并对其进行加工测试.模拟和实验测试结果表明:采用渐变后腔,并取合适的结构参数和馈电探针位置,馈源天线能得到最佳驻波比,在4～12GHz 的工作频带范围内小于2、-12 dB的边缘照射角大于90°,馈源的其它电性能参数符合设计要求.【期刊名称】《电波科学学报》【年(卷),期】2013(028)002【总页数】4页(P337-340)【关键词】双极化;喇叭天线;驻波比【作者】高喜;李思敏;刘扬清;于新华;姜彦南【作者单位】桂林电子科技大学信息与通信学院,广西桂林541004;桂林电子科技大学信息与通信学院,广西桂林541004;桂林安德立通信技术有限公司,广西桂林541004;桂林电子科技大学信息与通信学院,广西桂林541004;桂林电子科技大学信息与通信学院,广西桂林541004【正文语种】中文【中图分类】TN82引言随着电子对抗以及电子侦察技术的发展，要求天线具有宽频带、极化可变等特性.抛物面天线在雷达系统中经常被用作收发天线，而高性能的宽频带馈源系统的设计，能够有效改善抛物面天线的工作性能，并实现天线小型化，从而实现整个雷达系统的小型化，增加其隐蔽性.但是，对于反射面天线而言，要设计具有高增益、低副瓣、宽频带，同时要满足主天线两个主平面的边缘照射电平等综合电特性的馈源，具有相当的难度.喇叭天线具有结构简单、易于加工、方向图好、增益高等优点，因此,被广泛用于抛物面天线的馈源.在喇叭天线中采用脊加载方法能极大扩展喇叭天线的工作带宽.如果采用四脊加载，即四脊喇叭，还能够实现双极化要求.因此，采用脊加载喇叭天线作为抛物面天线的馈源具有较大的优越性[1].本文设计了一种具有渐变后腔的4～12 GHz高性能四脊双极化喇叭馈源天线，对脊波导段、喇叭段、后腔以及探针位置对天线辐射特性的影响进行了分析并对参数进行了优化.结果表明，所设计的馈源在整个工作频段内具有低副瓣、高增益特性，在低频端两个主平面的-12dB的边缘照射角大于110°，高频端两主平面的-12 dB的边缘照射角均大于60°.1 基本理论对四脊喇叭天线，当只在某一极化端口激励时，与该极化方向正交的那对脊对天线性能的影响极小，也就是说相互正交的两端口之间的隔离度很好.因此在设计本喇叭天线时，首先设计方形双脊喇叭，得到优化的喇叭以及脊的结构参数，将设计好的双脊复制到喇叭天线的另外两壁上，形成四脊喇叭天线[2].而双脊喇叭天线分为双脊波导、脊加载的喇叭段以及后腔三部分，具体结构如图1所示.在矩形波导中加载膜片能够以几倍量级增加H10模的截止波长，同时H30模式的截止波长降低，从而大大拓宽了其工作频带.对脊波导参数的选择是确保脊加载喇叭天线在整个工作频带范围内单模工作的关键.图1 喇叭天线的纵截面结构为了与同轴线阻抗匹配，假定所设计的脊波导中H10模的特征阻抗ZTE10=50 Ω，根据文献[3]中的方法，选取s/a1=0.2, d/b=0.1.其中s为脊宽，d为脊间距，a1、b为波导的宽和高(这里a1=b).令TE10模的截止频率fTE10=2 GHz (低于天线工作频率的下边频)，得到脊波导的参数为：s=4.2 mm，d=2.1 mm，a1=b=21 mm.在脊喇叭段，脊曲线采用指数曲线形式[4]为y(z)=A1eB1z+C1z ，(1)式中： 0<z<L，z为喇叭中轴线坐标； A1,B1,C1为待定系数，取值分别为：为喇叭的口径.式(1)中线性项C1z能有效缩短天线的轴向长度L，喇叭口径a的取值大于天线最低工作频率的半个波长，L和a的具体取值根据所设计天线电参数的要求进行优化.为了降低驻波，天线的后腔采用渐变腔，以代替通常使用的方形腔，如图1所示，而且脊波导中的脊嵌入在渐变腔内.在这些设计基础上，将设计好的脊复制到喇叭的另外两个光滑壁上，即得到四脊喇叭天线的模型，图2为四壁喇叭天线中脊波导段的横截面结构.图2 方形四脊波导横截面结构2 模拟分析在得到四脊喇叭天线模型的基本参数基础上，利用CST电磁仿真软件对天线的辐射性能进行模拟分析，并对天线的整体结构参数进行优化.由于天线两对脊间的间距较小，而脊又具有一定的厚度，为了使脊不互相接触，对脊的边沿采用45°倒角处理.方向图是天线一个重要的设计指标，通过模拟发现，与普通喇叭天线一样，四脊喇叭天线的方向图和增益主要受喇叭段长度L和喇叭口径面尺寸a的影响：3 dB波束宽度随L和a的增加而减少；增益随L的增加而增加.根据天线增益和波束宽度的要求对L和a进行优化.另一方面，脊间距d、脊宽度s以及脊边沿倒角的角度对天线辐射性能的影响在文献[5]中有详细论述，因此对这一工作的分析在此不再赘述.为了分析天线后腔对天线驻波比的影响，在其他参数一定的情况下，对后腔为矩形结构以及渐变结构进行了对比研究，结果如图3所示.图中显示，当后腔为矩形结构时，天线在工作频段内的驻波比最大值为2.8,而当后腔为渐变腔时，驻波比得到了很大程度的改善，最大驻波比为1.8.因此，采用渐变的后腔结构能有效降低天线的驻波比.图3 不同背腔结构对应的驻波比天线由两个正交且错开的探针馈电，以得到两个不同的极化方向的辐射特性.为了提高天线两个端口驻波比的一致性，采用特制的馈电探针，探针直径φ=0.7 mm，同时将两探针的间距设置尽量小[6].为了研究探针伸入脊波导内部的位置对驻波比的影响，在固定天线其他结构参数情况下模拟了不同探针位置对应的驻波比，结果如图4所示，图中d0表示探针到一对脊中另一膜片端面的距离(见图2).从图4可以看出，天线的驻波比随d0的减少而降低，尤其在低频段，驻波比降低更为迅速，当d0=0 mm，也就是说探针完全伸入到一对脊中另一膜片内部时，天线的驻波比达到最优值，在整个工作频带范围内小于2.究其原因，同轴线的内导体通过第一个脊的腔体，连到第二个脊上形成短路，此时内导体在波导腔中可看作单极子辐射器，同时脊波导的阻抗与同轴线阻抗基本一致，形成良好的阻抗匹配，使输入驻波比得到很大程度的改善.图5为不同频率下天线的远场辐射图.可以看出，该天线具有较好的方向图特性，在整个工作频段增益处于10～13 dB之间.同时，馈源的两个主平面(E面及H面)的-12 dB波瓣宽度在低频端(4 GHz)大于110°，随着频率的升高，波瓣宽度变窄，在高频端(12 GHz)最小，此时E面的-12 dB波瓣宽度为60°，H面的-12 dB波瓣宽度为90°.图4 不同探针位置对应的驻波比f=4 GHzf=8 GHzf=12 GHz图5 天线E面远场辐射方向图3 实验测试在模拟的基础上，对该喇叭进行了加工测试.并在整个工作频段以1 GHz为频率间隔采样点，对天线的方向图特性和驻波特性进行了测试.图 6、7为4～12 GHz之间2个典型频点的E面方向图测量结果及相应CST仿真结果的对比.其中，实线为实验测试结果，虚线为模拟结果.可以看出，测量结果与仿真结果总体上吻合较好.然而在高频段，测试结果与模拟结果之间的差异变大，这主要是由于高频段对应电磁波波长变短，此时加工工艺对测试结果的影响变得明显所致.(a) f=7 GHz(b) f=8 GHz图6 f=7 GHz及f=8 GHz 的E面方向图4 结论设计了一个工作于4～12 GHz的双极化四脊喇叭天线，利用CST软件分析了不同后腔结构及探针位置对天线辐射性能的影响.研究结果表明，天线后腔如果采用渐变结构能有效降低天线的输入驻波比，同时探针的位置对天线驻波比也有很大影响，当探针伸入到一对脊中的另一膜片内部时，天线输入驻波比达到最佳值，在整个工作频带范围内小于2.天线在整个工作频带范围内都具有较好的方向图特性，E面、H面的-12 dB波瓣宽度在低频端大于110°，随着频率升高，波瓣宽度有所降低，但是仍然能满足主天线的要求，总体上，整个频带范围内，-12 dB波瓣宽度均大于60°.实验测试结果与模拟研究结果具有较好的一致性.本文设计的天线适合用作特定情况下抛物面天线的馈源.参考文献[1] 何山红, 傅永生. 分析款频带、双极化、恒束宽四脊喇叭的混合方法[J]. 电波科学学报, 2002, 17(2): 160-164.HE Shanghong, FU Yongsheng. A hybrid method for analyzing quadruple-ridged horns with wide-bandwidth, dual polarization and constant beamwidth[J]. Chinese Journal of Radio Science, 2002, 17(2): 160-164. (in Chinese)[2] PYLE J R. The cutoff wavelength of the TE10 mode in ridged rectangular waveguide of any aspect ration[J]. IEEE MTT, 1966, 14(4):175-183.[3] 藤秀文. 电子战四脊喇叭天线[J]. 电子对抗技术, 1995, 9(4): 22-27.[4] KERR J L. Short axial length broad-band horns[J]. IEEE Tans Antennas and Propagation, 1973, 21: 710-714.[5] 毛岫, 李鹏程, 邓辉, 等. 500MHz～3.5GHz高性能宽带双极化天线的研制[J]. 微波学报, 2008,24(增刊): 93-97.MAO Xiu, LI Peng-cheng, DENG Hui, et al. A high performance 500MHz～3.5GHz broadband and dual-polarized antenna[J]. Journal of Microwave,2008,24(Sup):93-97. (in Chinese)[6] 李彬, 杨永. 宽带双极化四脊圆喇叭天线的分析与设计[J]. 信息与电子工程, 2011, 9(2): 180-184.LI Bin, YANG Yong, Analysis and design of broadband dual-polarized quadruple-ridged circular horn antenna[J]. Information and ElectronicEngineering, 2011, 9(2):180-184. (in Chinese)。

Watts cw, N型连接器 50 Watts cw。
2.5 双极化四脊喇叭天线
在 EMC、EMI 以及天线测量工作中，多极化功能的要求越来越多。恒达微波公司研发生产的双极化 四脊喇叭天线系列可以为您的工作一展身手。配上宽带电桥还可以使该天线系列成为宽带双圆极化天
e 线。该系列天线频率覆盖倍频程带宽和高达数十个倍频程带宽，VSWR<2.5 或 3.0；极化隔离度>20dB。 av 2.5.1 倍频程双极化喇叭天线系列
倍频程双脊喇叭天线采用国际标准双脊波导接口、工作频率范围覆盖双脊波导全波段。在0.5-40 GHz
内，每个相应的双脊波导频段， HD都有相应的、不同增益的宽带喇叭天线与之对应。每只喇叭都提供增益
频率标定曲线，增益值误差小于0.7 dB。
本系列天线增益有10dB、13dB、15dB、18dB和20dB五个规格.
温度范围：-40 C - +70 C 。耐受功率，对 N 型连接器：50 Watts c.w. 对SMA型连接器：20 Watts c.w.
产品型号
HD-10180DRHA8S
频率范 围
(GHz)
1-18
增益 (dB)
1.8-13
尺寸 (mm)
L
W
140
85
驻
e波
（ 接头形式
vH Ma x）
a80 2.5 SMA-50K
产品型号
HD-84DRHA10N HD-150DRHA10N HD-200DRHA10N HD-250DRHA10N HD-350DRHA10N HD-475DRHA10N
频率范围 (GHz)
0.84-2.0 1.5-3.6 2.0-4.8 2.6-7.8 3.5-8.2 4.75-11.0

第34卷第5期2020年10月空军预警学院学报Journal of Air Force Early Warning AcademyV ol.34No.5Oct.2020收稿日期：2020-09-02作者简介：张丰(1994-)，男，硕士，主要从事电工与电子技术研究．2~18GHz 超宽带双脊喇叭天线的设计与实现张丰，张显才，张小涵，翟际遥（空军预警学院，武汉430019）摘要：为满足电磁兼容测试系统中对天线具有超宽带特性的需求，设计并实现了一种2~18GHz 超宽带双脊喇叭天线．通过在后腔双脊末端处采用二阶阶梯式反射腔结构和增加E 面对称锲体及凸台的方式，改善了结构的不连续性并集中了双脊间的电流密度．仿真及实测结果表明，该设计有效提升了双脊喇叭天线的带内驻波特性，驻波比典型值为1.6，最大值为1.9；能够保持稳定的辐射性能，方向图无明显裂瓣现象，具有较高的工程应用价值．关键词：双脊喇叭天线；电磁兼容；超宽带；后腔结构中图分类号：TN82文献标识码：A文章编号：2095-5839(2020)05-0382-05宽带天线是电磁兼容系统中的重要器件，由于电磁兼容测试所需的频带较宽，低至几十兆赫兹，高至几十吉赫兹，可根据工作频段的不同选择合适类型的测试天线．常用的电磁兼容测试天线有双锥天线[1]、对数周期天线[2]、双脊喇叭天线[3-8]等．其中双脊喇叭天线因具有超宽带、稳定的增益和较高的承受功率等特性而备受关注，但是通常在超宽频带范围内难以同时兼顾良好的驻波特性和辐射特性，需要权衡各项性能指标才能达到设计要求．同轴脊波导转换结构是设计的重点，直接影响着双脊喇叭天线驻波性能和辐射性能的好坏[7]．对此结构研究，文献[3-4]采用了传统的后腔结构，所设计的2款天线带宽分别为3个倍频和4个倍频，虽然结构简单，但难以满足超宽带的需求．文献[5]在此基础上加以改进，通过在后腔短路板加置一个十字凸块结构，拓展了阻抗带宽并兼具了稳定的方向性，但是低频驻波依旧不理想，最大值为2.5．文献[6]所设计的天线进一步兼顾了驻波特性和辐射特性，对脊靠近馈电方向末端采用一阶台阶状结构并进行切削处理，但是对喇叭段脊曲线的形式也做了较大的改动．文献[7]采用两段不同阻抗的同轴线级联的方式，极大改善了脊波导段的阻抗匹配问题，降低回波损耗的同时保证了增益的稳定性，但考虑实际装配问题，该方式并不适用于2~18GHz 这种体积较小的双脊喇叭天线．基于此，本文以后腔结构作为设计的重点，通过在双脊末端处采用二阶阶梯式反射腔结构以及增加E 面对称锲体和凸台的方式，设计并实现了一种工作在2~18GHz 频段超宽带双脊喇叭天线．仿真和实测结果表明，驻波比典型值为1.6，最大值为1.9，且全频段内方向图无裂瓣现象，解决了驻波比和增益值难以在超宽频带内同时满足设计要求的问题，可广泛应用于电磁兼容测试系统中．1双脊喇叭天线的结构设计超宽带双脊喇叭天线可以实现几个甚至十几个倍频程的工作频带，其主要结构可分为2个部分：同轴脊波导转换器(由脊波导、后腔结构与馈电结构组成)、喇叭段．图1为双脊喇叭天线的E 面横截面示意图．图1双脊喇叭天线E 面横截面示意图通过馈电结构将产生的横电磁波(TEM)波型输送到波导段，然后经后腔结构将此波型转换为脊波导中的TE 波型，最后沿着喇叭段的双脊结构辐射到自由空间，完成电磁波的发射或接收．但是其在转换过程中常常会因为结构的突变引起TE 20、TE 30等高次模的产生，对工作带宽和增益会有很大的影响．因此后腔结构是双脊喇叭天线的核心，也是整个天线的驻波比和增益DOI:10.3969/j.issn.2095-5839.2020.05.015第5期张丰，等：2~18GHz 超宽带双脊喇叭天线的设计与实现383在超宽频带范围内保持稳定的关键．1.1同轴脊波导转换器结构1)馈电结构与脊波导段馈电结构采用传统的一段SMA-50Ω同轴线馈电，内径d 11=1.2mm ，外径D 11=4mm ，位于脊波导宽边中心，馈电点距离后腔末端的长度大约为中心工作频率对应波长的四分之一．设脊波导的宽边长为a 1，脊宽为a 2，双脊波导的高为b 1，脊间距为2b 2，双脊波导的横截面示意图如图2所示．设计时，最重要的是在b 1/a 1一定(本文选择b 1/a 1=0.5作为仿真初始值)的情况下，确定参数b 2/b 1和a 2/a 1的值．因为这2个参数决定着脊波导的特性阻抗和主模截止频率．设脊波导的主模截止波长为λc0，矩形波导主模截止波长为λc ，图3为脊波导频率趋于无穷大时特性阻抗与λc0/λc 随b 2/b 1和a 2/a 1变化的曲线(其中40 Ω、50 Ω和60 Ω分别为脊波导特性阻抗的大小)．图2双脊波导横截面示意图０１１２２３３４４５ａ２／ａ１图3特性阻抗与λc0/λc 随b 2/b 1和a 2/a 1变化曲线为使脊波导特性阻抗尽量与SMA-50Ω同轴馈电结构相匹配，选用a 2/a 1=0.2且b 2/b 1=0.04(见图3中点N ）作为理论初始值．此时，λc0/λc 约为3.7，且λc =2a 1[9]，则λc0=7.4a 1．由于设计的喇叭天线主模截止频率为2GHz ，考虑余量，可选取1.5GHz 作为主模截止频率，由此通过脊波导理论[9]可计算出脊波导的a 1、a 2、b 1和2b 2的值．2)后腔段通常将脊波导中双脊结构的末端进行切割处理，形成台阶状结构，使其脊间距变大，来提高电磁波单向传输能力．但由于脊末端结构的突变导致脊波导特性阻抗无法有效匹配，激励起高次模，产生混合波型共同传输的现象，影响了传输效率．本文通过采用二阶台阶状结构，能够有效增加脊末端结构处阻抗过渡的平滑性，确保了电磁波的单模传输性，降低回波损耗，展宽带宽．图4为改进前后的双脊末端结构示意图．Ｙ１Ｙ２Ｚ１Ｚ２(a)改进前(b)改进后图4改进前后的双脊末端结构示意图对后腔侧壁结构，文献[7]将后腔内的E 面锲体去掉后，虽然整体来看对天线的驻波特性影响不大，但确实对高频处的电性能产生了负面影响，这正是由于后腔结构的突变所引起的．这种负面影响对于工作在1GHz 以上的喇叭天线更为明显，因此设计时在后腔结构的E 面侧壁中恢复了去掉的2个对称锲体．图5是后腔结构电场强度分布，图6是后腔结构侧壁改进结构示意图，图7是矩形凸台增加前后的双脊间电流强度分布．电磁波传输时在后腔侧壁与后壁的中心位置处的电场强度较强(见图5)，通过在这些位置处分别增加一个经过削去棱角的矩形凸台(见图5后腔结构电场强度分布凸台对称锲体图6后腔结构侧壁改进结构示意图(a)增加前(b)增加后图7矩形凸台增加前后的双脊间电流强度分布空军预警学院学报2020年384图6)，可以更好地集中双脊间的电流密度(见图7)，实现稳定的辐射性能[8]．1.2喇叭段结构喇叭段主要实现从双脊波导到自由空间处阻抗过渡的功能，其阻抗过渡的平滑性将直接影响着天线的回波损耗以及其他性能[7]．为使阻抗过渡的平滑性好，喇叭段阻抗Z 满足：Z ={Z 0¥e kz377+Z0¥(1-ek (l -z ))0£z £l /2l /2<z £l(1)式中，Z 0¥为频率无穷大时矩形波导的特性阻抗，k 为常数，z 为喇叭长度变量，l 为喇叭段长度．由此可通过喇叭段的中点坐标、终点坐标和脊间距计算出喇叭段的脊曲线函数为y =0.65e 0.044x +0.01x(2)喇叭段E 面的2个侧壁采用相对介电常数εr 为4.4、厚度为1.6mm 的介质基板代替，并在每个侧壁的内侧各蚀刻上7根宽度相同的等间距金属条，既可以改善高频方向图[10]，也易于装配，只需要用螺钉将介质基板固定在喇叭段的E 面两侧，可减少装配过程中引起的误差．2仿真结果及分析根据所设计的结构并结合各部分的尺寸大小，可通过高频结构仿真器(HFSS)软件得到如图8所示的仿真模型．经过参数优化，最终得到的2~18GHz 双脊喇叭天线结构尺寸值如表1所示，后腔结构改进前后驻波比和增益仿真结果如图9所示．Ｌ１Ｌ２图82~18GHz 双脊喇叭天线仿真模型由图9可知，后腔结构改进后，带内驻波比的最大值为1.7，典型值为1.6，有效提高了天线驻波特性，降低了回波损耗；增益仿真结果则表明了在2~18GHz 频带范围内整体保持平稳上升趋势，相邻频点的增益波动幅度不超过1dB ，未出现较大的凹陷现象，具有良好的辐射特性．其中当双脊末端的结构改为二阶台阶状后，主要改善了天线高频处的驻波特性，典型值为1.60，最大值为2.05，同时提升了16~18GHz 处的增益值，但14GHz 处的回波损耗依旧较大，且在12GHz 处的增益有明显的凹陷现象，未达到设计要求．进一步通过增加后腔侧壁E 面的对称锲体的方式保证了带内驻波比的稳定性，最大值降为了1.7，同时在后腔部分场强较大的位置增加了凸台，平稳了增益在12GHz 处较大的波动幅度．在提高双脊末端和后腔侧壁结构处阻抗过渡的平滑性后，本文设计抑制了电磁波在传输时激发的高次模，较好改善了驻波特性，同时克服了由于喇叭天线口径的相位差在高频段变大所导致的增益下降问题，证明了设计方案的优越性．１１１１１２２２驻波比频率／ＧＨｚ(a)驻波比增益／ｄＢ频率／ＧＨｚ(b)增益图9后腔结构改进前后驻波比和增益仿真结果3实测结果分析由图8仿真模型并结合实际，可通过Solid-works 软件得到实物模型，而天线的喇叭段侧壁是由相对介电常数为4.4、厚度为1.6mm 的介质基板并蚀刻7根等间距的金属条构成的，所以这部分结构可通过Altium Designer 进行设计．最终得到的2~18GHz 双脊喇叭天线实物如图10所示．图102~18GHz 双脊喇叭天线实物3.1驻波比的实测结果分析将加工好的实物天线经稳相同轴电缆连接第5期张丰，等：2~18GHz 超宽带双脊喇叭天线的设计与实现385在矢网仪上，并进行校准，最终得到的实测结果以及与仿真结果的对比如图11所示．(a)驻波比实测结果１１１１１２驻波比频率／ＧＨｚ(b)驻波比仿真与实测结果图11驻波比仿真与实测结果比较由图11可知，最终的实测结果与仿真结果基本吻合，驻波比均在2以下，最大值为1.9，符合设计要求．但整体来看最终的实测驻波比与仿真结果相比依然偏高，具体原因分析如下：①2~18GHz 喇叭天线在同轴脊波导转换结构处相对来说较为复杂，该处的零部件均由螺钉固定而成，且波导段内部空间较小，容易造成装配或加工上的误差，因此影响了实测驻波比的性能．②由于实验条件的限制，在测量2~18GHz 喇叭天线时未能在环境相对理想的微波暗室中进行，而是在场地相对开阔的实验室进行测量，试验时辐射出的部分电磁波受到障碍物或墙壁的遮挡而反射回输入端导致驻波比的恶化．3.2方向图实测结果分析由于实验室没有合适的2~18GHz 标准增益的喇叭天线，未能对其增益进行测量，而方向图则可侧面反映出天线的增益特性，可由每个频点对应的0°方向图来表征．将待测天线与辅助发射天线通过低损线缆分别连接至矢网仪的端口1与端口2，然后通过转台控制器来控制待测天线的旋转角度并记录下此时的S 12参数，再改变收发天线的极化方式继续测量．由于超宽带天线容易在12GHz 以上时增益特性急剧下降，表现在方向图中会出现明显的波瓣分裂现象，因此对天线在12GHz 、15GHz 以及18GHz 处的E 面和H 面方向图进行了实测，实测与仿真结果的对比如图12和图13所示．由图12和图13的3个频点方向图的实测与仿真结果可知，其0°位置处均能保持较好的方向性，并未出现因增益下降而导致的主瓣分裂现象，能够有效地起到聚束作用，也侧面证明了增２４０２７０３００-４０-２００-４０-２００归一化增益／ｄＢ２１０１８０１５０１２０９０６０３００３３０２４０２７０３００２１０１８０１５０１２０９０６０３００３３０-４０-２００-４０-２００归一化增益／ｄＢ２４０２７０３００２１０１８０１５０１２０９０６０３００３３０-４０-２００-４０-２００归一化增益／ｄＢ仿真结果实测结果仿真结果实测结果仿真结果实测结果(a)12GHz 方向图(b)15GHz 方向图(c)18GHz 方向图图122~18GHz 喇叭天线各频点E 面方向图实测与仿真结果２４０２７０３００２１０１８０１５０１２０９０６０３００３３０２７０１８０９００２７０１８０９００-４０-２００-４０-２００归一化增益／ｄＢ３００６０１２０１５０２１０３３０３０２４０-４０-２００-４０-２００归一化增益／ｄＢ６０３０３３０３００２４０２１０１５０１２０-４０-２００-４０-２００归一化增益／ｄＢ仿真结果实测结果仿真结果实测结果仿真结果实测结果(a)12GHz 方向图(b)15GHz 方向图(c)18GHz 方向图图132~18GHz 喇叭天线各频点H 面方向图实测与仿真结果益在设计频段内均可保持平稳的优良特性．4结论1)基于HFSS 仿真软件，设计了一种2~18GHz的超宽带双脊喇叭天线．通过对后腔结构双脊末端和后腔侧壁结构的改进提高了阻抗过渡的平滑性，增强了双脊间的电流密度，保证了驻波比和增益在设计频带范围内的稳定．2)仿真结果表明，本文设计天线的驻波比在全频带内典型值为1.6，最大值为1.7，相比其他空军预警学院学报2020年386工作在同频段的天线来说其驻波性能更为优越，同时保证了增益在全频段内的稳定性，波动幅度不超过1dB ．3)实测结果表明，本文设计天线的驻波比典型值为1.6，最大值为1.9，由于实际加工误差等原因相较仿真结果偏高，但依旧符合设计要求；方向图在12GHz 以上的高频段并未出现裂瓣现象．这说明本文设计加工出的天线克服了驻波特性与增益特性之间的制约作用，在保持高效传输电磁能量的同时，也有效提升了自身的方向性，满足设计要求，可广泛应用于电磁兼容领域的辐射发射测量系统中．参考文献：[1]张文婷,陈星.3D 打印的小型化超宽带盘锥天线[J].电子元件与材料,2020,39(1):48-51.[2]程阳,陈星.一种仰角可调的变形对数周期天线[J].太赫兹科学与电子信息学报,2020,18(3):409-413.[3]翁呈祥,高玉良,许明,等.超宽带双脊喇叭天线的设计[J].压电与声光,2011,33(2):336-338.[4]赵嘉斐,王学田,王伟.宽带双脊喇叭天线的仿真与设计[J].微波学报,2014,30(S1):264-266.[5]胡南.0.8～18GHz 超宽带双脊喇叭天线的设计与实现[C]//2017年全国天线年会论文集:上册.中国电子学会天线分会,2017:79-81.[6]岳震震.宽频带加脊喇叭天线设计[D].西安:西安电子科技大学,2017:26-28.[7]张丰,王敏,于丽丽,等.0.2~2.5GHz 改进型超宽带双脊喇叭天线的设计与实现[J].电子测量技术,2018,41(20):68-72.[8]师阿元.高增益超宽带双脊喇叭天线[D].西安:西安电子科技大学,2017:28-34.[9]邵玉.脊波导和矩形波导传输特性分析[D].合肥:合肥工业大学,2017:26-32.[10]林昌禄.天线工程手册[M].北京:电子工业出版社,2002:402-409.Design and implementation of 2-18GHz UWB double-ridged horn antennaZHANG Feng,ZHANG Xiancai,ZHANG Xiaohan,ZHAI Jiyao(Air Force Early Warning Academy,Wuhan 430019,China)Abstract ：In order to meet the requirements of the antenna with ultra-wideband (UWB)characteristics in the electromagnetic compatibility test system,this paper designs and implements a 2-18GHz UWB double-ridged horn antenna.By adopting a second-stage stepped reflection cavity structure at the end of the double ridges of the posterior cavity and adding E-plane symmetric wedge bodies and lug bosses,the discontinuity of the structure is improved and the current density between the double ridges is concentrated.The results of simulation and actual measurement show that this design effectively improves the in-band standing wave property of double-ridged horn antenna,with the typical standing wave ratio of 1.6and the maximum value of 1.9,able to maintain stable radia-tion performance,the pattern having no obvious split lobes.The proposed method has high engineering applica-tions value.Key words ：double-ridged horn antenna ；electromagnetic compatibility ；ultra wideband ；structure of posteri-orcavity关于论文学术不端检测的声明学术不端行为是指在学术研究过程中出现的违背科学共同体行为规范、弄虚作假、抄袭剽窃或其他违背公共行为准则的行为．论文学术不端类型主要有剽窃、伪造、篡改、不当署名、一稿多投、重复发表等表现形式，其界定标准依照CY/T 174—2019《学术出版规范期刊学术不端行为界定》执行．目前，为了净化学术环境，防止学术不端行为，《学报》利用中国期刊全文数据库(中国知网)、中国核心期刊(遴选)数据库(万方数据)等数字出版平台提供的学术不端检测系统对投稿和录用论文分别进行检测．对复制比检测超标的论文，一律退稿．若有一稿多投，《学报》3年内不接收该作者的任何稿件．《空军预警学院学报》编辑部。

500M～2GHz高性能双脊喇叭天线的设计及仿真毛岫【期刊名称】《电子测量技术》【年(卷),期】2007(30)11【摘要】本文研制了一种500M～2GHz高性能双脊喇叭天线,作为低频段紧缩场测量系统的馈源。

该天线延续了以往文献中介绍的脊喇叭天线宽频带、小体积的优点,同时,该天线引入了一些新的设计,得到了较高的方向图性能并压低了驻波比,这些新的设计包括:利用MFIE(磁场积分方程)算法的计算结果设计双脊波导,而不是传统的等效电路法的计算结果;利用HFSS对脊的形状及尺寸进行更为细致的优化;设计辐射段时,并不是完全照搬一般角锥喇叭的设计方法,而是将E面和H面方向图的3dB波束宽度和相位中心这两组参数定为主要指标进行设计。

此外,本文总结了一般双脊喇叭天线的设计方法,缩短了脊喇叭天线的设计时间。

本文最后给出了500M～2GHz高性能双脊喇叭天线的仿真结果,仿真结果符合紧缩场馈源的要求。

【总页数】5页(P78-82)【关键词】紧缩场馈源;高性能天线;宽带天线;双脊喇叭天线;MFIE,HFSS【作者】毛岫【作者单位】北京航空航天大学电磁工程实验室【正文语种】中文【中图分类】TN82【相关文献】1.超宽带双脊喇叭天线的仿真与设计 [J], 吴禄军;王群;唐章宏;刘占杰;施楣梧2.基于CST仿真的双脊喇叭天线设计 [J], 姚泽南;刘浩明;叶瑀3.8~18GHz双脊喇叭天线的设计与仿真 [J], 周嫄;屈乐乐;杜新悦;张旭4.8～18GHz双脊喇叭天线的设计与仿真 [J], 周嫄;屈乐乐;杜新悦;张旭5.基于HFSS的双脊喇叭天线的设计与仿真 [J], 刘密歌;张麟兮因版权原因，仅展示原文概要，查看原文内容请购买。