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反激式变换器中RCD 箝位电路的设计.

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反激式变换器中RCD 箝位电路的设计
在反激式变换器中，箝位电路采用RCD 形式具有结构简单，成本低廉等优点，本文详细论述了该种电路的设计方法。

Abstract : The
application of RCD circuit in converter can realize low cost and low parts cout .How to
design that circuit is introduced.
Keyword : RCD clamp, Flyback converter 一、引言
反激式变换器具有低成本，体积小，易于实现多路输出等优点，因此被广泛应用于中小功率(≤100w 的电源中。

但是，由于变压器漏感的存在及其它分布参数的影响，反激式变换器在开关管关断瞬间会产生很大的尖峰电压，这个尖峰电压严重危胁着开关管的正常工作，必须采取措施对其进行抑制，目前，有很多种方法可以实现这个目的，其中的RCD 箝位法以其结构简单，成本低廉的特点而得以广泛应用，但是，由于RCD 箝位电路的箝位电压会随着负载的变化而变化，如果参数设计不合理，该电路或者会降低系统的效率，或者会达不到箝位要求而使开关管损坏，本文介绍了反激式变换器中的RCD 箝位电路的基本原理，给出了一套较为实用的设计方法。

二、反激式变换器中RCD 箝位电路的工作原理图为RCD 箝位电路在反激式变换器中的应用。

图中：V clamp :箝位电容两端间的电压 V in :输入电压
V D :开关管漏极电压 L p :初级绕组的电感量 L lk :初级绕组的漏感量
该图中RCD 箝位电路的工作原理是：当开关管导通时，能量存储在Lp 和Llk 中，当开关管关闭时，Lp 中的能量将转移到副边输出, 但漏感Llk 中的能量将不会传递到副边。

如果没有RCD 箝位电路，Llk
中的能量将会在开关管关断瞬间转移到开关管的漏源极间电容和电
路中的其它杂散电容中，此时开关管的漏极将会承受较高的开关应力。

若加上RCD 箝位电路，Llk 中的大部分能量将在开关管关断瞬间转移到箝位电路的箝位电容上，然后这部分能量被箝位电阻Rc 消耗。

这样就大大咸少了开关管的电压应力。

三、 RCD 箝位电路的设计
在RCD 箝位电路中电阻 Rc和电
容Cc 的取值都比较大，因此，箝位电容Cc 上的电压在每个开关周期不会有较大的变化，这样，我们可以用一个恒定值 Vclamp来表示箝位电容两端的电源。

在此基础上我们可以按以下几个步骤来设计RCD 箝位电路。

步骤一：确定箝位电压Vclamp
图2表示的是采用RCD 箝位的反激变换器的开关管的漏极电压。

图中：V OR ：次级到初级的折射电压 V clamp ：箝位电容Cc 两端的箝位电压 V BR(DSS：开关管的漏源极击穿电压 V INMAX ：最大输入直流电压
由图可见，箝位电压V clamp 与开关管的V BR(DSS及输入最高电压有关，如果考虑0.9的降额使用系数，可用下式来确定V clamp 的大小
步骤二：确定初级绕组的漏感量Llk
初级绕组的漏感量可以通过测试来获得，常用方法是，短路各个次级绕组测试此时的初级绕组的感量，这个值就是初级绕组的漏感量。

需要注意的是，测试频率应采用变换器的工作频率。

当然，批量生产时不可能采取逐个测试的方法，这时，可确定一个百分比来估计整个批次的漏感值，这个百分比通常是在1%--5%。

步骤三：确定箝位电阻Rc
前文提到，箝位电容Cc 两端的电压可用恒定值V clamp
表示，因此箝位电阻消耗的功率为：
式中：P R-clamp ：箝位电阻消耗的功率
另一方面从能量守恒原则考虑，存在以下关系：
式中：W R-clamp ：箝位电阻消耗的能量 W l ：初级绕组漏感中存储的能量 V OR ：次级到初级的折射电压。

V clamp ：箝位电压
将能量转换为平均功率则(3式可变为：
式中：f s ：变换器的工作频率 L lk ：初级绕组的漏感量
I ds-peak ：开关管的最大峰值电流(即低压满载时的峰值电流这样由(2、(4式就可得到箝位电阻的计算公式：
步骤四：确定箝位电容Cc
箝位电容C c 的值应取得足够大以保证其在吸收漏感能量时自身的脉动电压足够小，通常取这个脉动电压为箝位电压的5%--10%,这样，我们就可通过下式来确定C c 的最小值。

式中：C c ：箝位电容 V clamp ：箝位电压
△V clamp ：箝位电容上的脉动电压 R c ：箝位电阻
f s ：变换器的工作频率步骤五：实验验证
上述计算结果，应该在实验中得以验证，此时应该观察各种输入电压及负载情况下的箝位电压波形，同时还要考虑元器件的选型是否合理，比如，箝位电阻的功率选择应考虑1/3降额使用，箝位电容应选择具有低的串联等效电阻和低的等效电感的电容，箝位二极管应选择反向击穿电压高于开关管的漏源击穿电压且反向恢复时间尽可能短的超快恢复二极管。

另外，上述计算过程并没有考虑寄生参数的影
响，所以我们应以计算值为基础，根据实验的情况适当调整，很快就可得到满意的值。

四、总结
RCD 箝位电路广泛应用于中小功率的反激式变换器中，只有合理的选择R 、C 的参数，才能实现低成本、高可靠性的电源。

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RCD箝位反激变换器的设计与实现

RCD箝位反激变换器的设计与实现

RCD 箝位反激变换器的设计与实现
1 引言
反激变换器具有电路拓扑简洁、输入输出电气隔离、电压升/降范围宽、易于多路输出等优点，因而是逆变器辅助开关电源理想的电路拓扑。

然而，反激变换器功率开关关断时由漏感储能引起的电压尖峰必须用箝位电路加以抑制。

由于RCD 箝位电路比LCD 箝位、有源箝位电路更简洁且易实现，因而RCD 箝位反激变换器在小功率变换场合更具有实用价值。

将RCD 箝位反激变换器与峰值电流控制技术结合在一起，便可获得高性能的逆变器辅助开关电源。

本文主要论述RCD 箝位反激式变换器的原理，介绍了UC3843 电流控制型脉宽调制器的各种设置，并给出了设计实例与试验结果。

2 RCD 箝位反激式变换器的原理
2.1 功率电路
采用RCD 箝位的反激变换器，如图1 所示。

当功率开关S 关断时，变压器T 漏感的储能将转移到箝位电容C 中，并在电阻R 上消耗，从而使功率开关S 关断时产生的电压尖峰得到了有效的抑制。

然而，箝位电路参数对反激变换器的性能有重要的影响。

选取不同R、C 值时，箝位电容电压波形如图2 所示。

图2(a)中，C 取值较大，C 上电压缓慢上升，副边反激过冲小，变压器原边能量不能迅速传递到副边；图2(b) 中，R、C 值合适，C 上电压在S 截止瞬间冲上去，然后D 截止，C 通过R 放电，到S 开通瞬间，C 上电压应放到接近(N1/N2)Uo；图2(c)中，R、C 均偏小，C 上电压在S 截止瞬间冲上去，然后因为RC 时间常数小，C 上电压很快放电到等于(N1/N2)Uo，此时RCD 箝位电路将成为反激变换器的死负。

反激式开关电源的RCD吸收电路的设计讲义

反激式开关电源的RCD吸收电路的设计讲义

反激式开关电源的RCD吸收电路的设计如上图所示，分析如下一：设计电路的原则①限制MOS功率管的最大反向峰值电压②减小RCD电路的损耗。

上述两者，是相互矛盾的，取折中的办法。

二：设计RCD吸收电路的过程在设计之前，电路的频率、主变压器、输出电路的参数、MOS功率管全部确定。

①计算在最大输入交流电压时，输出的最大直流电压VDCVDC=1.4*V AC单位：Ｖ②次级电压反射到初级的等效电压ＶＯＲＶ(ＯＲ)=(ＶＦ+ＶＯ)*ＮＰ/ＮＳＶＦ:二极管的正向最大电压降，单位：ＶＶＯ:输出的电压值，考虑精度波动范围,单位：ＶＮＰ:初级匝数ＮＳ:次级匝数③ＭＯＳ功率管的源—栅极之间的最大耐压值ＶＤ的余量值Ｖ(ＤＳ)ＶＤＳ=１０%*ＶＤ单位：Ｖ④ＲＣＤ吸收回路的电压Ｖ(ＲＣＤ)Ｖ(ＲＣＤ)＝[ＶＤ-Ｖ(ＤＣ)-Ｖ(ＤＳ)]*９０%单位：Ｖ三：ＲＣＤ试验调整①上述ＲＣＤ电压值是理论值，通过试验调整，使得实际值和理论值相吻合②Ｖ(ＲＣＤ)＞１．３Ｖ(ＯＲ)若实际测量值小于１．３倍的话，说明选取的ＭＯＳ功率管的ＶＤ值太小．③ＭＯＳ功率管的ＶＤ＜２Ｖ(ＤＣ)若实际测量值大于２倍的话，说明选取的ＭＯＳ功率管的ＶＤ值太大．④Ｖ(ＲＣＤ) ＜１．２Ｖ(ＯＲ)说明ＲＣＤ吸收回路会影响开关电源的效率．⑤Ｖ(ＲＣＤ)是有Ｖ(ＲＣＤ１)和Ｖ(ＯＲ)组成的．⑥ＲＣ时间常数τ是有开关电源的频率确定，一般选择１０—20个周期。

⑦选择RC:任意选取瓷片电容和电阻，一般为电阻几十K电阻——几百K的电阻，电容选择几nF——几十nF不等。

任意选择R、C的值，通入交流电压，调节调压器，根据先低压后高压、先轻载后重载的原则，试验过程中观察V(RCD)的值，务必V（RCD）的值小于理论值，调节调压器时，当等于理论值时，停止试验，把R 值变小，重新调整。

合适的RC标准：当高压、重负载时，V(RCD)实际测量值等于理论值。

⑧R的功率应根据V(RCD)的最大值所得，一般计算值的2倍。

反激式变换器中RCD箝位电路的设计分析

反激式变换器中RCD箝位电路的设计分析

反激式变换器中RCD箝位电路的设计分析反激式变换器是一种常见的DC-DC变换器拓扑结构，具有简单、高效的特点。

在反激式变换器的设计中，RCD箝位电路扮演着非常重要的角色。

本文将从设计和分析的角度探讨RCD箝位电路在反激式变换器中的作用、设计原则以及优化方法。

首先，让我们来了解一下RCD箝位电路在反激式变换器中的作用。

反激式变换器的基本原理是利用输入电感储存能量，并通过控制开关管的开关周期实现能量的传递。

箝位电路的作用是限制开关管的电压峰值，以确保开关管能够正常工作，同时减小电压应力和电流应力，提高系统的可靠性和效率。

在设计RCD箝位电路时，首先要确定电容C、电感L和电阻R的合适取值。

理想的RCD箝位电路应该具有良好的限压、保护开关管的功能，同时要保证电路的稳定性和效率。

设计原则之一是要选择合适的电感L。

选择合适的电感值可以在箝位电路中产生合适的电感电流，以保证开关管正常工作。

一般来说，电感的电流应该在稳态工作状态下不超过其可承受的最大电流。

另外，电感值的选择还应考虑反激式变换器的输入电压、输出电压和负载条件，以及电感的尺寸和成本。

设计原则之二是要选择合适的电容C。

电容C的选择要考虑三个方面：限制开关管的电压峰值、储存能量和抑制电压尖峰。

合适的电容值可以限制开关管的电压峰值，以保护开关管不受电压应力过大的影响。

另外，电容的容量也会影响电路的能量储存和输出效率。

较大的电容值可以增加能量储存，但也会增加电路的成本和尺寸。

此外，电容的选择还需要考虑电容的ESR（壳体电阻）和ESL（壳体电感），以提高电路的性能和稳定性。

设计原则之三是要选择合适的电阻R。

电阻R的作用是限制开关管的电流，以保护开关管不受电流应力过大的影响。

合适的电阻值要根据开关管的最大电流和电路的工作条件来确定。

较小的电阻值可以减小电流应力，但也会降低电路的效率和稳定性。

因此，需要在保护开关管的同时兼顾效率和稳定性。

在实际的设计中，可以通过仿真和实验来验证和优化RCD箝位电路的设计。

一种反激变换器的RCD吸收回路设计与实现.

一种反激变换器的RCD吸收回路设计与实现.

一种反激变换器的RCD吸收回路设计与实现当MOSFET关断时，就会有一个高压尖刺出现在其漏极上。

这是由于主变压器的漏感和MOSFET输出电容谐振造成的，在漏极上过高的电压可能会击穿MOSFET，为此就必须增加一个附加电路来钳制这个电压。

在此技术范围，我们介绍反激变换器的RCD吸收回路。

一、简介反激变换器是结构最简单的电路拓扑之一。

它直接从一个Buck￣Boost变换器放一个电感与之耦合而成，也就是一个加入气隙的变压器。

当主功率开关导通时，能量存在变压器中，在开关关断时，又将能量送到输出级。

由于在主功率开关导通时变压器需要储能，因而磁心要加气隙。

由于反激式需要的元器件很少，因而是中小功率电源常用的电路拓扑。

例如：充电器、适配器及DVD 播放机等。

图1反激变换器的电路（a）具有寄生元器件的反激变换器；（b）CCM方式工作波形；（c）DCM 方式工作波形图1 给出反激变换器在连续导通型工作（CCM）和断续导通型工作（DCM）的几个寄生元器件。

如一次级间漏感、MOSFET的输出电容、二次侧二极管的结电容等。

当MOSFET关断时，一次电流Id给MOSFET的Coss充电，此电压力加在Coss上，Vds超过输入电压，加上了折返的输出电压VIN＋Nv。

，二次侧二极管导通。

电感Lm上的电压钳在Nvo，也就是LIK1与Coss之间的高频谐振及高浪涌，在CCM工作模式下，二次侧二极管一直导通，直到MOSFET再次导通。

因此当MOSFET导通时，二次侧二极管的反转恢复电流要叠加到一次电流上。

于是，在一次就有一个大的浪涌出现在导通时，此即意味着对于DCM工作情况，因二次侧电流在一个开关周期结束之前已经干涸。

所以Lm与Coss之前才有一个谐振。

关键字：反激变换器 RCD吸收回路 MOSFET二、吸收回路设计由于LIK1与Coss之间的谐振造成的过度高电压必须为电路元器件能接受的水平，为此必须加入一个电路，以保护主开关MOSFET。