反激设计

主功率管耐压1600V，供电电压最高1300V，只有300V的差额。

初步考虑主功率管反压≤1300V+120V（反射电压）+80V（电压尖峰）设计主要参数如下：变压器：EFD25磁芯，卧式10针骨架，初级180T，电感量5毫亨，次级40T。

三明治绕法。

工作频率：约30K，周期33微秒IXBH5N160G发射极电流取样电阻1.8欧姆，峰值电流0.56A反射电压计算：次级V/T（每匝电压） =（24V（输出电压）+1V（D7压降））/40T = 0.625V/T反射电压 = 0.625V *180 = 112.5V输出整流二极管最高反向电压 =（1300V/180T）*40T+24V = 313V考虑电压尖峰，实际反向电压约450—500V，应该选用耐压大于500V的二极管，实际选用MUR460（4A，600V）做过CCM工作模式PFC的人都知道，BOOST升压的超快二极管发热很严重，主要是二极管的反向恢复时间引起的。

而工作在DCM临界模式的PFC，BOOST升压的超快二极管，基本无反向恢复时间引起的发热问题，输出功率≤400W时，可使用不加散热器的MUR460。

因此本电源的设计，输出整流管应工作在DCM模式。

当输入电压很低时，将进入CCM工作模式，此时输出整流管承受的反向电压也大大降低，二极管因反向恢复时间的发热也会大大降低，因此可以工作在CCM模式。

设供电电压400V，二极管承受的反向电压=（400/180）*40+24=113V，可以作为DCM与CCM 工作模式的临界点。

下面根据这一设计思路计算一下工作模式变压器储能（主功率管导通）时间=0.56A/（400V/5000微亨）=7微秒变压器初级每匝电压=400V/180T=2.222V/T变压器释放储能（整流二极管导通）时，变压器次级每匝电压=（24+1V）/40T=0.625V/T根据伏秒平衡原理，变压器释放储能时间=7微秒*（2.22/0.625）=24.9微秒一个工作周期时间=7+24.9=31.9微秒＜33微秒。

反激电路毕业设计反激电路毕业设计在电子工程领域，反激电路是一种常见的电路设计，广泛应用于各种电子设备中。

反激电路的设计和优化对于提高电子设备的性能和稳定性至关重要。

本文将探讨反激电路的毕业设计，介绍设计中的关键要素和挑战，以及一些常见的解决方案。

1. 反激电路的基本原理反激电路是一种采用变压器的电路，用于将直流电源转换为交流电源。

其基本原理是通过开关管控制输入电流的开关时间，从而控制变压器的磁场变化，进而实现电能的传输和转换。

反激电路主要由开关管、变压器、电容和负载组成。

2. 设计中的关键要素在反激电路的设计中，有几个关键要素需要考虑。

首先是开关管的选择，需要根据电流和功率要求选择合适的开关管。

其次是变压器的设计，包括匝数、绕组和磁芯的选择。

此外，电容的选取和负载的匹配也是设计中需要注意的要素。

3. 设计中的挑战反激电路的设计并不简单，会面临一些挑战。

首先是电磁干扰的问题，由于开关管的开关频率较高，容易产生电磁干扰，影响其他电子设备的正常工作。

其次是电源稳定性的要求，反激电路需要能够提供稳定的电源输出，以保证电子设备的正常运行。

此外，电路的效率和功率损耗也是需要考虑的因素。

4. 解决方案为了解决反激电路设计中的挑战，可以采取一些常见的解决方案。

首先是添加滤波电路，用于减小电磁干扰。

滤波电路可以通过添加电感和电容来实现，有效地降低电磁干扰。

其次是采用稳压电路，用于提供稳定的电源输出。

稳压电路可以通过反馈控制和稳压芯片来实现，保证输出电压的稳定性。

此外，合理选择开关管和变压器参数，以及优化电路拓扑结构，也可以提高电路的效率和降低功率损耗。

5. 实验设计与仿真在反激电路的毕业设计中，实验设计和仿真是非常重要的环节。

通过实验设计，可以验证电路的性能和稳定性，找出潜在的问题并进行改进。

仿真可以帮助设计师快速评估不同参数和拓扑结构对电路性能的影响，加快设计过程。

6. 结论反激电路的毕业设计是电子工程领域的重要课题。

第1章绪论1.1开关电源的产生与发展随着许多电器具尺寸不断减小，供电电源所占尺寸变得大得多，人们在降低开关电源的体积、重量方面做了不少工作。

发展小型化轻型电源，对便携式电子设备（如移动电话等）尤为重要。

随着大规模和超大规模集成电路的快速发展，特别是微处理器和半导体存储器的开发利用，孕育了电子系统的新一代产品。

由于使用工频变压器的线性调节稳压电源体积大而且笨重，所以对小型化、重量轻、效率高的电源有了很强的需求。

为此，开关电源应运而生。

早在70年代时，随着电子技术的不断发展，集成化的开关电源就已被广泛地应用于电子计算机、彩色电视机、卫星通信设备、程控交换机、精密仪表等电子设备。

其广泛应用这是由于开关电源能够满足现代电子设备对多种电压和电流的需求。

为了实现高功率密度，必须提高PWM开关电源的工作频率。

例如在1980年以前，功率变换器的开关频率为2050K H z，从20 世纪80年代起，提高开关频率成为减小开关电源尺寸的最有效手段，同时，也改善了电源的动态性能。

现在200500K H z已成为100W输出DC-DC功率变换器的标准开关频率。

可见，随着工作的频率的提高，开关电源的单位功率体积（3/cm W）也不断减小。

随着半导体技术的高度发展，高反压快速开关晶体管使无工频变压器的开关电源迅速实用化。

而半导体集成电路技术的迅速发展又为开关电源控制电路的集成化奠定了基础，适应各类开关电源控制要求的集成开关稳压器应运而生，其功能不断完善，集成化水平也不断提高，外接元件越来越少，使得开关电源的设计、生产和调整工作日益简化，成本也不断下降。

目前己形成了各类功能完善的集成开关稳压器系列。

近年来高反压大功率管的迅速发展，又将开关电源的工作频率20kHz提高到100200K H z，其结果是使整个开关电源的体积更小，重量更轻，效率更高。

开关电源的性能价格比达到了前所未有的水平，使它在与线性电源的竞争中具有先导之势。

当然开关电源能被工业所接受，首先是它在体积、重量和效率上的优势。

反激变压器设计过程1、初始值设定1.1 开关频率fkHz对于要接受EMI规格适用的产品,不要设定在150kHz预计余量的话120kHz左右以上;一般设定在65kHz左右;1.2 输入电压范围设定主要对瞬时最低输入电压／连续最低输入电压／最大输入电压的3类进行设定;1.3 最大输出电流设定对于过电流保护最大输出电流／连接最大输出电流／峰值最大输出电流在规格书上有规定的情况下3种类,进行设定;另外,在这最大输出电流中需包括对于各自偏差的余量;1.4 最大二次绕组输出端电压设定用以下公式算出：最大二次绕线端输出电压：V N2max V ＝接插件端输出电压＋线间损失0.1～0.5V ＋整流元器件Vf 0.4～0.6V※ 在有输出电压可变的情况下,根据客户要求规格书的内容不同,适用的范围而各不相同;只保证输出电压 ※只在装置试验时电压可变的情况下; 磁芯用最大输出电压来设计;绕线是用额定输出电压来设计;保证所有的性能※在实际使用条件下通常的电压可变的情况下; 磁芯、绕线都用最大输出电压来设计;1.5 一次电流倾斜率设定输入电压,瞬时最低动作电压、输出电流,在过电流保护最大输出电流／连接最大输出电流／峰值最大输出电流的任意一个最大输出电流的条件下,设定图1－１的一次电流波形的斜率;K 的设定公式如下;作为目标,设定到0.5～0.6,兼顾到之后的其他特性,作最适当的变更;1.6 最大占空比设定一般设定为0.45～0.65;1.7 最大磁通密度设定Bmax设定为磁芯的产品目录上所记载的饱和磁通密度×0.8～0.9;设计的要点：单一输入的情况下设定为0.45、普遍输入的情况下设定为0.65左右;图1-2中表示了TDK 制的磁珠磁芯PC44的B-H 曲线图; 磁芯的磁通密度BT,如图1-2所示,与磁场强度HA/m 成比例,增加;另外,当B 达到一定的值时,在那基础上,即使增加H,B 也不会增加;在此磁束饱和状态下,不仅仅达不到作为变压器的机能,还有开关FET 破损的危险性,因此磁芯绝对必须在此饱和磁通密度以下来使用;另外,从产品目录上引用数据时,需要在符合使用条件的温度下选择饱和磁通密度,因此请注意;※磁芯的饱和磁通密度是根据温度而变动;在TDK 制PC44的120℃下的饱和磁通密度,将降低到25℃时的值的68.6％;因此,如果在25℃的条件下设计的话,有可能发生使用时的故障;1.8 绕线电流密度设定绕线电流密度对绕线的温度上升有一定影响,因此一定要考虑冷却条件、使用温度范围、变压器构造等,再进行适当的设定;设计要点：・ 变压器的发热,是根据,根据磁芯损失的铁损和根据绕线损失的铜损来决定2、变压器特性设计2.1 计算一次绕组的电流峰值变压器总输出功率P 2W 是瞬时最大值;在输出电流规格书中有设定峰值条件的情况下,用I o peak ×V N2max ;另外,多输出的情况下,将各电路的输出功率的总和作为变压器总输出功率;变压器效率一般为0.95;2.2 计算一次/二次绕组的匝数比匝数比根据输出入电压和最大占空比来决定;2.3 计算一次绕组的电感量3、变压器构造设计3.1 计算一次绕组的电流有效值 计算一次绕线电流有效值I N1 TYP RMS ;不用考虑瞬时最低动作输入电压、过电流、峰值最大电流;首先求出占空比α;接着用以上所求出的占空比α,求出一次绕线电流有效值;作为标准,从１．１．８项中设定的绕线电流密度I/SA/mm 2和一次绕线电流有效值I N1typrms A 中,计算出一次绕线截面积S N1mm 2;3.2 计算二次绕组的电流有效值※省略以下的详细计算,可以将直流输入电流的1．6倍作为一※可以省略以下的详细计算,将直流输出电流的1．4倍作为二在实使用条件的通常驻机构状态下,用在１．３．１项中算出的占空比α、一次绕线电流有效值IN1typrmsA,算出连续流出的最大的二次绕线电流有效值;替换为与各自的二次绕线和一次卷的绕线比,进行计算,另※多输出变压器的情况下,将N12中加上对于全功力的其电路输出功力的比率;外在所求得的IN2typrmsA作为标准,从在1．１．８项中设定的绕线电流密度I/SA/mm2与二次绕线电流有效值IN2typrms中,计算出二次绕线断面积Smm2;N2设计要点：・变压器的发热,是根据,根据磁芯损失的铁损和根据绕线损失的铜损来决定的;绕线电流密。