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反激开关电源环路设计实例
反激开关电源环路设计实例指的是在实际的电路设计过程中，使用反激开关电源技术的具体设计和实现过程。
具体来说，反激开关电源环路设计实例包括以下几个方面：
1.反激变压器设计：例如，需要考虑输入输出电压、功率容量、磁芯材料和
尺寸等因素，以及变压器的匝数比、绕组结构、漏感和分布电容等参数。
2.开关管和整流管的选择：需要根据电路的功率容量和电压等级，选择合适
的开关管和整流管，考虑其耐压、电流容量、开关速度等参数。
3.控制环路设计：例如，可以选择合适的控制芯片和控制算法，同时考虑控
制环路的稳定性、抗干扰能力和动态响应速度等。
4.滤波电路设计：根据实际情况选择合适的滤波元件和滤波电路结构，以满
足电源性能要求。
5.保护电路设计：例如，可以选择合适的保护元件和保护电路结构，以实现
过流、过压、欠压等保护功能。
在实际应用中，需要根据实际情况选择合适的电路结构和参数，以满足电源的性能和可靠性要求。
总结：反激开关电源环路设计实例指的是在实际的电路设计过程中，使用反激开关电源技术的具体设计和实现过程。
这包括反激变压器设计、开关管和整流管的选择、控制环路设计、滤波电路设计和保护电路设计等方面。
这些实例可以帮助工程师更好地理解和应用反激开关电源技术，提高电源的性能和可靠性。
反激式开关电源(flyback)是一种常见的电源结构，广泛应用于电子设备中。
它具有结构简单、成本低廉、效率高等优点，在消费电子、工业控制和通信设备等领域被广泛应用。
本文旨在介绍反激式开关电源环路设计的基础知识，包括工作原理、设计步骤和注意事项。
一、反激式开关电源的工作原理1.1 反激式开关电源的基本结构反激式开关电源由输入滤波器、整流桥、高频变压器、功率开关器件、输出整流滤波器、控制电路等组成。
其中，高频变压器是反激式开关电源的关键部件，通过变压器实现输入电压的隔离和变换，功率开关器件则控制变压器的工作状态，实现电源的调节和稳定输出。
1.2 反激式开关电源的工作原理反激式开关电源通过功率开关器件周期性地将输入电压斩波，将输入电能存储在变压器的磁场中，然后再将其转换为输出电压。
在工作周期的后半段，存储的能量释放到输出负载上，从而实现对输出电压的调节。
通过控制功率开关器件的导通时间和断态时间，可以实现对输出电压的调节和稳定。
二、反激式开关电源环路设计的基础知识2.1 反激式开关电源的设计步骤（1）确定电源的输入输出参数：包括输入电压范围、输出电压、输出电流、负载调整范围等；（2）选择功率开关器件和高频变压器：根据电源的输入输出参数和工作频率选择合适的功率开关器件和高频变压器；（3）设计反激式开关电源的控制电路：根据所选的功率开关器件和高频变压器设计相应的控制电路，包括PWM控制电路、电源启动电路等；（4）设计输入输出滤波器和保护电路：设计输入输出滤波器，保证电源的输入输出稳定和干净，设计过压、过流、过温等保护电路，保证电源的安全稳定工作。
2.2 反激式开关电源环路设计的注意事项（1）磁性元件的设计：高频变压器和输出感应元件的设计是整个反激式开关电源设计的关键，应合理设计磁芯、线圈匝数等参数，保证磁性元件承载功率、效率和体积的平衡；（2）功率开关器件的选择和驱动：应选择合适的功率开关器件，并设计合理的驱动电路，保证功率开关器件的可靠工作和转换效率；（3）控制电路的设计：应根据功率开关器件的工作特性和工作频率设计合适的PWM控制电路和反馈控制电路，保证电源的稳定可调；（4）输入输出滤波器和保护电路的设计：应合理设计输入输出滤波器和保护电路，保证电源的输入输出稳定和安全可靠。
第1章 反激变换器设计笔记开关电源的设计是一份非常耗时费力的苦差事，需要不断地修正多个设计变量，直到性能达到设计目标为止。
本文step-by-step 介绍反激变换器的设计步骤，并以一个6.5W 隔离双路输出的反激变换器设计为例，主控芯片采用NCP1015。
图 1 基于NCP1015 的反激变换器1.1 概述基本的反激变换器原理图如图 1 所示，在需要对输入输出进行电气隔离的低功率（1W～60W）开关电源应用场合，反激变换器（Flyback Converter）是最常用的一种拓扑结构（Topology）。
简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点。
1.2 设计步骤图 2 反激变换器设计步骤接下来，参考图 2 所示的设计步骤，一步一步设计反激变换器。
1. Step1：初始化系统参数------输入电压范围：V inmin_AC 及V inmax_AC ------电网频率：f line （国内为50Hz ）------输出功率：（等于各路输出功率之和）1122o out out out out P V I V I =×+×+L （1） ------初步估计变换器效率：η（低压输出时，η取0.7～0.75，高压输出时，η取0.8～0.85） 根据预估效率，估算输入功率：oin P P η=（2）对多路输出，定义K L （n ）为第n 路输出功率与输出总功率的比值： ()()o n L n oP K P = （3）L （n ）2. Step2：确定输入电容CbulkC bulk 的取值与输入功率有关，通常，对于宽输入电压（85～265VAC ），取2～3μF/W ； 对窄范围输入电压（176～265VAC ），取1μF/W 即可，电容充电占空比D ch 一般取0.2 即可。
图 3 Cbulk 电容充放电一般在整流后的最小电压V inmin_DC 处设计反激变换器，可由C bulk 计算V inmin_DC ：min_in DC V = （4）3. Step3：确定最大占空比D max反激变换器有两种运行模式：电感电流连续模式（CCM）和电感电流断续模式（DCM）。
反激电路毕业设计反激电路毕业设计在电子工程领域，反激电路是一种常见的电路设计，广泛应用于各种电子设备中。
反激电路的设计和优化对于提高电子设备的性能和稳定性至关重要。
本文将探讨反激电路的毕业设计，介绍设计中的关键要素和挑战，以及一些常见的解决方案。
1. 反激电路的基本原理反激电路是一种采用变压器的电路，用于将直流电源转换为交流电源。
其基本原理是通过开关管控制输入电流的开关时间，从而控制变压器的磁场变化，进而实现电能的传输和转换。
反激电路主要由开关管、变压器、电容和负载组成。
2. 设计中的关键要素在反激电路的设计中，有几个关键要素需要考虑。
首先是开关管的选择，需要根据电流和功率要求选择合适的开关管。
其次是变压器的设计，包括匝数、绕组和磁芯的选择。
此外，电容的选取和负载的匹配也是设计中需要注意的要素。
3. 设计中的挑战反激电路的设计并不简单，会面临一些挑战。
首先是电磁干扰的问题，由于开关管的开关频率较高，容易产生电磁干扰，影响其他电子设备的正常工作。
其次是电源稳定性的要求，反激电路需要能够提供稳定的电源输出，以保证电子设备的正常运行。
此外，电路的效率和功率损耗也是需要考虑的因素。
4. 解决方案为了解决反激电路设计中的挑战，可以采取一些常见的解决方案。
首先是添加滤波电路，用于减小电磁干扰。
滤波电路可以通过添加电感和电容来实现，有效地降低电磁干扰。
其次是采用稳压电路，用于提供稳定的电源输出。
稳压电路可以通过反馈控制和稳压芯片来实现，保证输出电压的稳定性。
此外，合理选择开关管和变压器参数，以及优化电路拓扑结构，也可以提高电路的效率和降低功率损耗。
5. 实验设计与仿真在反激电路的毕业设计中，实验设计和仿真是非常重要的环节。
通过实验设计，可以验证电路的性能和稳定性，找出潜在的问题并进行改进。
仿真可以帮助设计师快速评估不同参数和拓扑结构对电路性能的影响，加快设计过程。
6. 结论反激电路的毕业设计是电子工程领域的重要课题。
反激式开关电源的环路分析与设计环路设计直接影响到电源的性能[1]，本文以最常用的反激电源为例，分析了环路稳定的条件以及环路设计的方法，并通过实验验证了该方法的可行性。
1 反激电源环路与常见环节的分析反激式电源的系统模型如图1 所示[2]。
其中KPWM 和KLC 为功率部分放大倍数，KLC 表示次级等效电感与滤波电容构成的滤波器的放大倍数，Kfb 是反馈分压部分的放大倍数，Vref 是参考电压，Kea 是误差放大器的放大倍数，Kmod 是调制器的放大倍数。
可以得到开环传递函数为：反馈系统稳定一般要求其开环传递函数的幅相频特性曲线小于等于-10 dB 的幅值裕度和45°~60°的相位裕度。
在低频段有较高的增益以保证输出电压的精度，在中频段有较高的频率范围以加快系统的响应速度，在高频段有较快的衰减速度，以抑制高频纹波[3]。
在反激电源中，当一个电源基本参数确定时，KPWM、KLC、Kfb、Vref、Kmod 也相应确定，系统的开环传函只能通过误差放大器Kea 来调节。
调节误差放大器Kea 实际就是调节系统零极点的个数及其分布位置，以满足系统需要的相位裕度和幅值裕度。
在实际设计时，先画出除了误差放大器之外部分的伯德图，根据需要确定合适的补偿器类型，计算补偿器参数，并进行实际电路调试，以确定最优的补偿参数。
本文以一款多路输出电源为例，分析了电源功率部分和环路的设计过程。
参考文献[1] PRESSMAN A.Switching and linear power supply，power converter design[M].Switchtronix Press，Waban，Mass，1997.[2] BASSO C.Switch mode power supplies：SPICE simulations and practical designs[M].McGraw- Hill，2008.[3] BASSO C.Transient response counts when choosing phase margin[J]. Power Electronics and Technology，2008(11)：18-21.[4] KOLLMAN R，BETTEN J.Closing the loop with a popular shunt regulator[J].Power Electronics。
基于峰值电流控制的反激变换器的建模与
设计
反激变换器是一种常见的电源转换器，它可以将直流电压转换为交流电压，常用于电子设备的电源供应。
基于峰值电流控制的反激变换器是一种常见的反激变换器控制方式，它可以实现高效率、高精度的电源转换。
基于峰值电流控制的反激变换器的建模与设计需要考虑多个因素。
首先，需要确定变换器的拓扑结构，常见的反激变换器拓扑结构包括单端、双端和半桥结构。
其次，需要确定变换器的工作频率和输入输出电压等参数。
最后，需要确定峰值电流控制的具体实现方式，常见的控制方式包括电流模式控制和电压模式控制。
在进行反激变换器的建模与设计时，可以采用MATLAB等软件进行仿真分析。
通过仿真分析可以得到变换器的电路参数、电流波形、功率损耗等关键指标，从而优化设计方案。
同时，还需要进行实际电路的搭建和测试，以验证仿真结果的准确性。
基于峰值电流控制的反激变换器具有多种优点，如高效率、高精度、稳定性好等。
在实际应用中，可以根据具体需求选择不同的控制方式和拓扑结构，以实现最佳的电源转换效果。
基于峰值电流控制的反激变换器的建模与设计是一项复杂的工作，需要综合考虑多个因素。
通过合理的设计和优化，可以实现高效率、
高精度的电源转换，为电子设备的稳定运行提供可靠的保障。
拜师求学反馈环路设计、调式先去把自控原理（经典部分）看一遍，搞懂零，极点的概念，因为电源在小信号的情况下就是一个很典型的小相角系统，什么叫看懂，那到一个电源，一看反馈部分马上零，极点就可以写出来。
而PWM部分和滤波部分对固定的电路拓扑和控制形式（电压或电流），其零，极点都有响应的公式写出。
如果你要详细的数学计算，再去看自控的超前，滞后补偿部分，但这种计算来的一般不会太准，但可以作为一个调试的起点，最后的检测一般用电子负载做动态加减载实验就可以（专用仪器非常贵）。
一般的电源设电流变化率为1A/uS或5，10A/uS。
50-100%负载变化，看电压变化，如果电压很缓慢的回到稳态值，说明相角裕度太大，如果震荡2个周期以上回到稳态值，相角裕度一般只有二，三十度，太小，如果一个周期左右，则相角裕度一般为50-60度，正好。
当然如果电源本身就震荡，则震荡的频率就是你的环路的交越频率，既带宽，说明在此频率处相位移已经到了360度，解决的方法要么减小带宽：加大补偿的电容值，或加大反馈分压的电阻值，当你改变这些值不起作用时，要看环路的其他方面，既加零点，如TL431做反馈，当补偿电容加的很大还不行时，其实应该在其与光偶串联的支路加补偿（RC），这样增加了一个低频零点和一个高频极点，高频极点由于频率很高，不在环路带宽以内，对环路没有影响。
太多了，很难说完，我想说的是只要很明确的知道零，极点的概念，环路问题实际上很简单（当然，要正确的应用到电源里面来是花很多时间的，由于没有老师，我研究了近一年），也可以用相关软件来模拟，但并非易事，因为模型很难准确的建立，举个例子，如电压型控制的反击（CCM 工作方式），如果TL431只加一个补偿电容，用PSPICE模拟的结果基本上是不稳定的，但实际中大部分电源是稳定的，怎么解释，原因是输出滤波部分实际上并不是一个严格的二阶系统，由于绕组电阻，高频阻抗，二极管电阻，电容电阻，特别是次级损耗要等效为一个较大的电阻，这样两个极点并不会重合（二阶系统），它变成了两个不同频率的一阶系统的串联，所以它的相位移变化并不剧烈，加上其他零点的影响，相位并不会到360度，这是用PSIPCE模拟时要人为给二极管或电容加一个很大的电阻，如1欧姆，才会得出正确的结果。
一种多模式控制原边反馈反激变换器设计刘天翔;倪超;谢君甫【摘要】原边反馈反激变换器因其体积小、效率高且能够实现隔离等特点在中小功率电源领域中使用十分广泛.针对传统的单模式控制方式反激变换器不能在全负载范围内做出合适的效率优化的缺点,采用多模式控制方法,提高变换器轻载效率.本文基于凌特公司的控制芯片LT8303,设计完成了一款5V/2W的多模式控制反激变换器.详细分析了该电路的工作原理,并给出关键参数设计原则.实验结果表明该反激变换器具有轻载效率高,负载调节性能好等优点.【期刊名称】《电子设计工程》【年(卷),期】2019(027)008【总页数】5页(P85-89)【关键词】多模式控制;原边反馈;反激变换器;LT8303【作者】刘天翔;倪超;谢君甫【作者单位】中国航空工业集团公司雷华电子技术研究所江苏无锡 214063;中国航空工业集团公司雷华电子技术研究所江苏无锡 214063;中国航空工业集团公司雷华电子技术研究所江苏无锡 214063【正文语种】中文【中图分类】TN86在现代电子设备设计中，节约电源成本，提高电源转换效率日益受到人们的关注。
国际能源署的“一瓦计划”以及美国的“能源之星”计划等都对电源的平均效率及待机功耗做了严格的规定[1]。
传统的原边反馈反激变换器采用单一的PWM或PFM控制方式，系统平均效率较低[2-4]。
为提高电源转换效率，目前主要通过优化电源控制方式实现。
在不同负载条件下，开关电源内部各损耗占比不同。
轻载时功率器件的开关损耗以及辅助电路的附加损耗占总损耗的主要部分；重载时功率器件的导通损耗及导通回路的电阻损耗占总损耗的主要部分。
传统的单一模式控制方式难以在整个负载范围内全面的进行效率优化[5-6]。
因此多模式控制方案，即在不同负载条件下采用不同的模式控制方法，成为国内外研究的热点方向[7-9]。
本文基于凌特公司的LT8303控制芯片，设计了一款多模式控制原边反馈的反激变换器，有效的提高变换器轻载及待机时的效率。
反激电路设计规范
一、背景介绍
反激电路（Flyback Converter）是一种常用的单端变换器，可以用来实现电压和电流的变换，在多种电子产品的设计中，反激电路是一个非常重要的部分，因为它可以实现高效率的变换，并且具有较低的失败率和可靠性。
反激电路的正确设计对保证其正常工作至关重要，因此本文重点介绍反激电路设计规范，包括反激电路基础原理、电路分析、电路参数选择、对不同电路的设计等。
二、反激电路基础原理
反激电路是一种单相变换器，通过一个具有自动锁定和绝缘功能的变压器和可变电容等元件，来实现电压和电流之间的变换。
其工作原理是，在变压器的两节点之间施加一定的电压，即反激电压，使输出端的电压发生变化，由此实现电压和电流的变换。
反激电路的主要元件是一个变压器、一个可变电容和一个可变电感。
变压器起到自动锁定和绝缘的作用；可变电容调节输出电压；可变电感调节输出电流的大小。
控制反激电路的工作，可以使用恒定的变压器，也可以使用恒定功率的变压器，在使用恒定功率的变压器时，可以保证稳定的输出功率。
三、电路分析
反激电路是一种具有自动锁定和绝缘功能的单端变换器。
电流模式控制反激变换器反馈环路的设计首先要搞清系统稳定所必需的几个条件：系统稳定的原则：A,系统环路总增益在穿越频率（或叫剪切频率，截止频率，交越频率，带宽都是它）处的增益为1或0Db。
高的穿越频率能保正电源快速响应线性和负载的突变，穿越频率受到开关频率的限制，根据采样定理穿越频率必需小于开关频率的一半，因为开关频率可以在输出端开出来，但这个频率必须不被反馈环传递，否则系统将会振荡并如此恶性循环。
实际应用中一般取开关频率的1/4或1/5。
B，在系统在穿越频率处的总相位延迟必需小于（360-45）315度。
45度为相位裕量。
当相位裕量大于45度时，能提供最好的动态响应，高的相位裕量能阻尼振荡并缩短瞬态调节时间获得最少的过冲。
C，系统的开环增益曲线在穿越频率附近的斜率应为-1过0Db。
因为具有-1增益斜率的电路，相位延迟不会超过90度（这里指的是系统总的开环增益曲线）。
要满足上面的三个准则，必需知道如何计算系统中各环节的增益和相位延迟。
要知道如何计算必需先搞清楚以下几个概念：1．系统的传递函数：系统的传递函数定义为输出变动量除以输入变动量也叫增益。
每一部份的传递函数均为该部份的输出除以输入，也叫该部份的增益。
系统的增益即为各环节部份增益的乘积。
增益可以用数值方式表示也可以用Db（分贝）方式表示。
传递函数由幅值和相位因素组成（幅值也就是增益），并可以在博得图上分别以图形表示。
通常我们要把传输函数因式分解成各因式相乘的形式，以便于得到零点各极点。
2．极点：数学上，在传输函数方程中，当分母等于零时出现极点，在博得图上当增益以-1斜率开始递减时的点为一个极点。
3．零点：数学上，在传输函数方程中，当分子等于零时出现零点，在博得图上当增益以+1斜率开始递增时的点为零点，并伴随着90度的相位超前。
第二种零点，即右半平面零点，增益仍以+1斜率递增，它将引起90度的相位滞后而非超前，设计时应使系统的穿越频率大大低于右半平面零点。
4．对数运算法则：两个数乘积的对数等于它们各自对数的和。
所以只要将各部分增益表示为分贝后再将它们相加就可以得到系统的总增益。
5．数值与对数的相互转换计算：例：0.5=20xlog0.5=-6Db-6Db=1/(10^(6/20))=0.5 分开来一步步的更容易理解：-6/20=-0.3, 10的-0.3次方就等于10的0.3次方分之1，从而计算出数值。
在实际设计中我们实际是要确定431环节的3个量：（这里我们主要考虑2型误差放大器）A，431环节的放大倍数即增益；首先要写出除431环节外的各环节的传输函数，并计算出它们在穿越频率处的增益，再把这个增益转换成分贝数，再把它们相加，这个和的相反数即为我们需要设计的431环节的放大倍数的分贝形式，我们要把这个分贝数再转换成数值形式，这个值也就是431R，K脚电阻除以R脚到输出端的电阻值，R脚到输出端的电阻值也就是上分压电阻由我们自已随便定。
在这里我需要先确定一个参数穿越频率Fco,可以取开关频率的1/4或1/5，不能取太大，以免进入右半平面零点或无法阻止输出端的开关纹波进入反馈环。
B，确定431放大环节的零点Fz，只有确定了这个才有办法计算出431RK脚之间与电阻串联的电容的值。
这个主要是抑制系统的低频振荡。
这个点的确定是跟据系统各环节在穿越频率处的相移情况来决点。
在整个环路中只有输出滤波部份和431放大环节部份才会引起相移，根据穿越频率Fco与输出滤波器零点频率的比值可以从下表中查出输出滤波部份相位延迟的度数。
用360度-45度-滤波部分的相位延迟度数就可以得到误差放大器环节可允许的最大相位延迟度数。
再根据Venable的方法可以选定比率K=Fco/Fz=Fp/Fco,从而得到误差放大器的零点和极点。
对应于不同的K值，二型误差放大器的相位滞后也可跟据表中查得。
根据为保证足够相位裕度而选定的K值而得出的零点频率，带入误差放大器的传输方程中的零点式可计算出RC串联中的电容值C，根据上一步确定的K值所得到的极点频率带入传输方程中的极点式可算出二型误差放大器431RK脚之间直接并接的小电容值，这个电容主要是抑抑制系统的高频振荡。
选定不同K值时，二型误差放大器的相位延迟那就是传输函数的定义：等于输出除以输入，不论它输出的是什么量，输入的是什么量都是如此。
还有一点不要忘了，那就是要把这个函数因式分解成各因式相乘的形式。
了解了上面的知识和方法，我们来进行实际设计分析：为了便于描述，我们先来定议一下，输出电容我们定议为C，431R端的取样电阻，上分压电阻为R1,下分压电阻为R2，431RK脚的RC串联电阻为R3，电容为C1，431RK脚直接接的小电容为C2，光耦二极管上端限流电阻为R4,初级MOS管下在的电流取样电阻为Rsense.1.首先我们来写出反馈取样处的增益H(s)=R2/(R1+R2),把它算出来转换成分贝数.显然它是一个常数，与频率无关，所以不成在相移问题。
2.输出滤波部分：在电流模式控制系统中，输出的电流被调节以达到目标的输出电压，输出滤波部份把脉动的输出电流转换成目标输出电压。
通过小信号分析得到：Rfb=R1+R2V out(s)=Iout(s)*[Rfb//(1/Cs+Resr)] 这个很好理解吧，电流乘以阻抗等于电压，阻抗当然是电容在不同频率下的阻抗加上它的ESR后再与假负载并联了，这里Rfb实际上也充当假负载了。
Iout(s)也就是滤波部份的入变量电流了G1(s)=Vout(s)/Iout(s)=Rfb//(1/Cs+Resr)Rfb*(1/Cs+Resr)Rfb+1/Cs+Resr 将分子分母分别通分后再相除，就得到下式：Rfb*(1+Cs*Resr)Cs(Rfb+Resr)+1这个就是输出滤波部分的转输函数了，这时的S=j2Πf, 之所以要用j,是因为它还包含虚部相移分量。
只要确定频率f就可以算出增益，不同的频率当然有不同的增益，我们只关心穿越频率处的增益，所以只要确定穿越频率就可以得到穿越频率处的增益。
当然这里只考滤只有一个输出电容的情况，多个电容你就自已去并吧，还有输出负载也应算入假负载中吧！从这个传输函数我们可以得到输出滤波环节的零点，当Rfb*(1+Cs*Resr)=0时出现0点，即1+ Cs*Resr=0 时，所以Fesro=1/(2*Π*C*Resr)如此得出输出滤波环节的零点频率。
同样我们可以得出它的极点频率：Fpo=1/［2*Π*C*(Rfb+Resr)］，这样我们可以想象出在波特图上的形状为先出现一个极点，随着频率的增大再出现一上个零点，如下图所示：从穿越频率Fco与零点频率Fesro的比值我们可以从前面的表中得出输出输出滤波部分的相位延迟度数。
3.PWM部分的传输函数：从431的输出到3842的1脚的传递函数即为光耦的传输函数：ΔVcomp CTR*Rcomp△Vcathode R4△Vcathode为431的K脚电压，ΔVcomp为3842 1脚电压，Rcomp是1脚拉电流试图超过最大时的输出阻抗，CRT为光耦的传输比，R4为光耦二极管端的限流电阻。
当这个信号传到3842 1脚后与初级电流检测信号进行比较，在闭环系统中Vcomp与Isense维持同样的电平，因此：Iprimary ΔVcomp Iprimary ΔIsecondaryRsense NIsecondary也就是输出电流ΔIout,ΔVcomp ΔIoutRsense NΔVcomp*N=ΔIout*RsenseΔIout=Vcomp*N/RsenseΔVcomp=CTR*Rcomp*△Vcathode/R4ΔIout= CTR*Rcomp*△Vcathode *N /（R4* Rsense）G2(s)=ΔIout/△Vcathode= CTR*Rcomp*N /（R4* Rsense）从传递函数G2(s)可以看出此部分也是一个常数，与频率F无关，也就是说这部份环节不存在相移。
这个环节中的所有参数都是已知的，CTR可以从光耦的参数查得，Rcomp可以从IC的资料中计算得出，以最大输出摆动工作电压ΔVcomph除以变化的Output Source current ΔIcomp得出Rcomp的值。
.R4是根据Icomph和光耦的传输比CTR确定的。
把实际的值代入方程就可以得到此环节的增益。
也把它转换成分贝数形式。
4.误差放大器环节的传递函数G3(s):到此我们已经计算出了除误差放大器（TL431）环节以外的所有环节在穿越频率处的增益，跟据在穿越频率处的环路总增益为0的原则，可以确定431环节的放大倍数G3(s)为:G3(S)+G2(s)+G1(s)+H(s)=0G3(s)= -[G2(s)+G1(s)+H(s)]我们将G3(s)的分贝数转换成数值形式，这个数值就是R3/R1的值。
R1的值我们可以随便定，一旦R1确定后，R2及R3也就定下来了。
现在我们要确定C1和C2的值：我们再来看允许误差放大器的最大相移度数，以便确定K值：允许最大相移度数为：360-45-滤波环节在穿越频率的相位延迟，根据这个值我们可以从前面的表中选出对应的K值，根据这个K值和穿越频率Fco我们可以计算出误差放大器的零点频率Fz=Fco/K,极点频率Fp=Fco*K,将这两个值分别带入431环节的传输函数的零点式和极点式，就可以计算出C1，C2的值。
现在我们来看431环节的传输函数的书写：Iopto=(V0-V1)/Rb V1即为431K端电压V1=-(V0/R1)*(R+1/Cs) 这里是根据交流等效分析中反相端虚短的方法来计算的Iopto=[V0+(V0/R1)*(R+1/Cs)]/Rb, 先将这个式子整理得出：[1+(R+R1)Cs ] *V0R1*Rb*CsG3(s)=Iopto/V0 1+(R+R1)CsR1*Rb*Cs由这个传递函数可以看出，误差放大器的零点是当分子1+(R+R1)Cs=0时，即Fz=1/[2*Π*(R+R1)*C]时出现零点，前面我们已经根据K值确定了Fz的值，R和R1的值在前面也已经确定，现在就可以算出C的值了，即我们前面的C1值。
从这个传输方程中我们可以看出函数没有极点，因为：R1*Rb*Cs不管F取何值均不可能为为0，除非f或者C为零。
到此环路设计完成，在整个过程中关键是各环节的传输方程不要写错，如果某个环节的传输方程写错了，那将会得到一个错误的R值，R值错了，串联的电容值也就跟着错了。
不同的电路结构将会不同的传输方程，这个只有跟据实际情况书写了，只要记住传输函数的定义，在实际应用中慢慢体会吧。
上面这个例子中仅以3842做成的电流控制型拓补进行的分析，且3842 1,2脚内部的误差放大器没有使用（如果要用就自已去加入此环节的增益和相益吧），输出也只有电容滤波的情况，当实际应用中通常是有一个小电感两端各放一个电容的Π型滤波器，不过这个电感值很小，通常只有1-2μh,你完全可以把它当做短路，两个电容进行并联来进行近似计算（如果电感较大时就必需考虑了，比如正激变换器中的储能电感，其传输函数就不一样了）。
