同步整流BUCK变换器新型驱动电路的研究

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基于同步Buck变换器的数字控制技术研究

基于同步Buck变换器的数字控制技术研究随着现代电子技术的快速发展，电力电子领域的研究和应用也日益成熟。

同步Buck变换器作为一种常用的降压型DC-DC转换器，具有体积小、效率高、响应快等优点，在电源管理、电动车、太阳能电池等领域得到了广泛应用。

然而，传统的Buck变换器采用模拟控制方式，存在输出电压精度低、响应速度慢等问题。

为了克服这些问题，数字控制技术逐渐引入到Buck变换器中，实现对输出电压的精确控制和快速响应。

数字控制技术主要包括ADC（模数转换器）、DSP（数字信号处理器）以及PWM（脉宽调制）等关键组件。

首先，通过ADC将输出电压转换为数字信号，然后经过DSP进行数字信号处理，最后通过PWM控制器生成相应的脉冲信号，控制开关管的导通与断开，从而调节输出电压。

基于同步Buck变换器的数字控制技术研究主要集中在以下几个方面。

首先，需要设计合适的ADC采样电路，保证采样精度和速度。

其次，需要选择适当的DSP芯片，实现对采样数据的高效处理和算法运算。

此外，还需要设计合理的PWM控制器，确保输出电压的稳定性和响应速度。

在研究过程中，需要进行大量的实验和仿真，验证数字控制技术在同步Buck变换器中的可行性和有效性。

通过对不同工况和负载情况下的实验数据分析和比较，可以得出最佳的控制算法和参数设计。

总之，基于同步Buck变换器的数字控制技术研究为提高降压型DC-DC转换器的性能和稳定性提供了有效的手段。

通过数字控制技术的应用，可以实现对输出电压的精确控制和快速响应，进一步推动电源管理、电动车、太阳能电池等领域的发展。

然而，仍然需要进一步深入研究和探索，以更好地应对实际应用中的挑战和需求。

BUCK变换器电路分析PPT课件

这类电源的共同特点是具有高频变压器、直流稳压是从变压器次级绕组的高频脉冲电压整流滤波而来。变压器原副方是隔离的，或是部分隔离的，而输入电压是直接从交流市电整流得到的高压直流。
目前，用高频变压器的变换电路按其工作方式可分
为五类，每类传输的功率也不相同，应用环境也稍有不
同，如下所示：
电路类型
传输功率
第4章 BUCK变换器电路分析
1、其效率低，损耗大，温升高；加上多路电压输出难
以实现。如图4-1所示的串联式线性稳压电源，就属此类。
串联稳压电源主要缺点：
串联稳压电源效率举例：
当今计算机及自动化设备上大多数控制电源都向低压大电流，高效率，重量轻、体积小的方向发展。在这种要求面前首先得到发展的是晶体管串联式开关稳压电源，如图4-2所示。
(三)电感电流的平均值计算：
IL I0
Uin U0 2L
ton
I L min
（四）输出电压纹波值的计算：
U 01
1 C
ton ton / 2
(U in
U0 L
t
Uin U0 2L
ton )dt
U in U 0 8LC
t
2 on
U in U 0 8LC
U (
0TS
U in
)2
U
02
U0 8CL
全桥式变换器 500W～30kW 焊机、高频感应加热，交换机等
4.2 DC/DC变换的开关电源
对于输入与输出电压不需隔离只用一个工作开关和L、D、 C组成的变换器电路最基本的为如下三种：（1）降压变换器（buck converter）；（2）升压变换器（boost converter）；（3）降、升压变换器（buck-boost converter）。

一种适用于Buck变换器的谐振驱动电路

ｉｎｇｌｏｓｓｉｎｃｒｅａｓｅｄｓｉｇｎｉｉｆｃａｎｔｌｙａｔｈｉｇｈｆｒｅｑｕｅｎｃｙ．Ａｒｅｓｏｎａｎｔｇａｔｅｄｉｒｖｅｒｃｉｒｃｕｉｔ（ＲＧＤＣ）ｗｉｈｔｃｏｕｐｌｅｄｉｎｄｕｃｔａｎｃｅｉｓｐｒ・
一
种应用耦合电感的谐振栅极驱动电路（ＲＧＤＣ），用于驱动同步整流Ｂｕｃｋ变换器的两只ＭＯＳＦＥＴ，并实现了优
化设计。介绍了ＲＧＤＣ的工作原理、损耗分析和最优化设计，并对比分析了现有的两种谐振驱动电路与ＲＧＤＱｉｎｇ — ｌｉｎ，ＧＵＯＪｕａｎ — ｗｅｉ，ＹＵＡＮＪｉｎｇ，ＣＨＥＮＬｅｉ
（ＫｅｙＬａｂｏｆＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓｆｏｒＥｎｅｒｇｙＣｏｎｓｅｒｖａｔｉｏｎａｎｄＭｏｍｒＤｒｉｖｅｆＨｅｏｂｅｉＰｒｏｖｉｎｃｅ，
０６６００４）
（电力电子节能与传动控制河北省重点实验室，燕山大学，河北秦皇岛
摘要：针对同步整流Ｂｕｃｋ变换器，传统的驱动电路为电压源型驱动，在高频下驱动损耗显著增加。这里提出了
Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ；ｒｅｓｏｎａｎｔ；ｄｉｒｖｅ

buck电路同步整流

buck电路同步整流1. Buck电路的基本结构和工作原理Buck电路是一种DC-DC降压电路，其基本结构由一对开关管、一个电感和一个电容组成。

其工作原理为通过对电感进行开关切换，来实现输入电压的降压转换以满足负载的需要，同时通过电容来滤波，减少输出电压的纹波。

2. Buck电路同步整流的原理Buck电路同步整流是在基础Buck电路的基础上加入同步二极管，以提高开关效率。

同步二极管会在主开关管关闭后，通过电感存储的能量，驱动电流继续流过负载，从而实现同步整流。

3. Buck电路同步整流的软开关特性Buck电路同步整流可以实现软开关，即在电流的流动和关断时没有过高的电压峰值和电流冲击。

相对于无同步整流的Buck电路，同步整流可以降低开关管的损耗和纹波，提高输出电压的精度和稳定性。

4. Buck电路同步整流的优势Buck电路同步整流的优势主要体现在以下几个方面：（1）提高开关效率，减少功率损耗；（2）降低输出纹波，提高输出电压稳定性和精度；（3）实现软开关，减轻电路噪声干扰；（4）减少电感元件的大小和成本。

5. Buck电路同步整流的应用场景Buck电路同步整流通常应用于要求高效率、精度和稳定性的电源和LED驱动电路等领域。

例如，电动汽车、充电器、太阳能逆变器等领域多采用Buck电路同步整流。

总之，Buck电路同步整流是现代电源和电路设计中不可或缺的一部分。

它通过内置的同步二极管，实现高效、可靠的降压转换，减少噪声干扰，提高电路稳定性和精度。

在未来的科技发展中，Buck电路同步整流将发挥更加重要的作用，切实满足人们对高耗能、高效率能源的需求。

BUCK变换器的研究与设计

BUCK变换器的研究与设计1总体分析与解决方案1.1问题的提出与简述电力电子及开关电源技术因应用需求不断向前发展,新技术的出现又会使许多应用产品更新换代,还会开拓更多更新的应用领域。

开关电源高频化、模块化、数字化、绿色化等的实现,将标志着这些技术的成熟,实现高效率用电和高品质用电相结合。

伴随着人们对开关电源的进一步升级，低电压，大电流和高效率的开关电源成为研究趋势。

电子设备的小型化和低成本化使电源向轻，薄，小和高效率方向发展。

开关电源因其体积小，重量轻和效率高的优点而在各种电子信息设备中得到广泛的应用。

直流斩波电路（DC Chopper）的功能是将直流电变为另一固定电压或可调电压的直流电，也称为直接直流—直流变换器（DC/DC Converter）。

直流斩波电路一般是指直接将直流电变为另一直流电的情况，不包括直流—交流—直流的情况，直流斩波电路的种类较多，包括6种基本斩波电路：降压斩波电路，升压斩波电路，升降压斩波电路，Cuk斩波电路，Sepic斩波电路和Zeta斩波电路。

利用不同的基本斩波电路进行组合，可构成复合斩波电路，如电流可逆斩波电路，桥式可逆斩波电路等，利用相同结构的基本斩波电路进行组合，可构成多相多重斩波电路。

其中IGBT降压斩波电路就是直流斩波中最基本的一种电路，是用IGBT作为全控型器件的降压斩波电路，用于直流到直流的降压变换。

IGBT是MOSFET与GTR的复合器件。

它既有MOSFET易驱动的特点，输入阻抗高，又具有功率晶体管电压、电流容量大等优点。

其频率特性介于MOSFET与功率晶体管之间，可正常工作于几十千赫兹频率范围内，故在较高频率的大、中功率应用中占据了主导地位。

所以用IGBT作为全控型器件的降压斩波电路就有了IGBT易驱动，电压、电流容量大的优点，因此发展很快。

直流降压斩波电路主要分为三个部分，分别为主电路模块，控制电路模块，驱动电路模块，除了上述主要模块之外，还必须考虑电路中电力电子器件的保护，以及控制电路与主电路的电气隔离。

基于LM27402的同步BUCK电路

基于 LM27402的同步 BUCK电路摘要：降压稳压电源作为电子产品的动力来源是很重要的，而电路方案的选择多种多样。

本文主要介绍了一种实用性较强的高效率高性能的大电流降压稳压电路设计方案，输入电压在11V-13V，输出电压为5V，输出电流要求能够达到10A。

输出电压纹波小于，输出电流纹波小于；预计效率达到90%。

关键词：降压稳压电源；LM27042控制器1 引言利用TI公司的LM27042高效同步整流降压控制器作为主控制器，采用同步整流BUCK的主电路拓扑，用功率MOS代替以前的二极管，大大提高系统的整体效率，利用电感电流检测技术和电压前馈技术，在保证了系统稳定的同时保证了系统的动态响应速度，设计了一个高效率高性能的大电流5V降压电路。

电路图如下图所示：系统的基本架构如下图所示：2 理论分析2.1 同步整流BUCK同步整流BUCK变换器的结构跟普通BUCK的结构是相似的，因在实际应用中，BUCK电路中的二极管上面会有1V左右的压降，如果用于10A的大电流场合的话，则会产生较大的功率损耗，导致难以提高系统的整体效率。

同步整流BUCK电路将BUCK电路中的二极管用功率MOSFET代替，利用MOSFET导通时的低压降和低通态阻抗，来降低原来二极管导通时的损耗从而提高系统的整体效率。

在电路稳定工作的状态下，一个周期里面电感电流的增量应该为0，则有，化简之后可以得到，同步整流BUCK电路的输入输出电压关系式，即。

这是在理想状态下推导出来的关系式，实际工作过程中，考虑到功率的损耗和效率的问题，实际公式应为：，其中D为开关管工作时的占空比，为系统工作时的效率。

2.2 系统频率的确定系统工作需要有一个时钟作为基准，LM27042可以再芯片上的FADJ引脚接电阻到地来调整系统工作频率也可以通过SYNC脚外加时钟信号，其中外加时钟信号频率必须大于FADJ脚设置的时钟信号频率，FADJ脚可设置系统工作频率从200kHz到1.2MHz之间工作。

高频同步整流BUCK变换器的设计与仿真毕业设计(论文)

编号XXXX大学毕业设计题目高频同步整流BUCK变换器的设计与仿真毕业设计（论文）原创性声明和使用授权说明原创性声明本人郑重承诺：所呈交的毕业设计（论文），是我个人在指导教师的指导下进行的研究工作及取得的成果。

尽我所知，除文中特别加以标注和致谢的地方外，不包含其他人或组织已经发表或公布过的研究成果，也不包含我为获得及其它教育机构的学位或学历而使用过的材料。

对本研究提供过帮助和做出过贡献的个人或集体，均已在文中作了明确的说明并表示了谢意。

作者签名：日期：指导教师签名：日期：使用授权说明本人完全了解大学关于收集、保存、使用毕业设计（论文）的规定，即：按照学校要求提交毕业设计（论文）的印刷本和电子版本；学校有权保存毕业设计（论文）的印刷本和电子版，并提供目录检索与阅览服务；学校可以采用影印、缩印、数字化或其它复制手段保存论文；在不以赢利为目的前提下，学校可以公布论文的部分或全部内容。

作者签名：日期：XX大学本科毕业设计（论文）诚信承诺书本人郑重声明：所呈交的毕业设计（论文）（题目：）是本人在导师的指导下独立进行研究所取得的成果。

尽本人所知，除了毕业设计（论文）中特别加以标注引用的内容外，本毕业设计（论文）不包含任何其他个人或集体已经发表或撰写的成果作品。

作者签名：年月日（学号）：高频同步整流BUCK变换器的设计与仿真摘要便携式电子产品的广泛应用，推动了开关电源技术的迅速发展。

因为开关电源具有体积小、重量轻以及功率密度和输出效率高等诸多优点，己经逐渐取代了传统的线性电源，随之成为电源芯片中的主流产品。

随着开关电源技术应用领域的扩大，对开关电源的要求也日益提高，高效率、高可靠性以及高功率密度成为趋势，这就对开关电源芯片设计提出了新的挑战。

本文首先概述了现有开关电源设计技术及其发展趋势，接着介绍了BUCK变换器的电路结构、工作原理及控制原理。

最后进行了芯片系统的仿真研究，其中首先介绍了所选芯片的性能特点及其经典电路图，然后利用LTSPICE进行了仿真验证。

低压大电流高效率同步整流BUCK变换器的分析与设计

ｒｅｃｔｉｉｃｆａｔｉｏｎｎｏｎ — ｉｎｓｕｌａｔｅＢＵＣＫｃｏｎｖｅｒｔｅｒａｎｄｒｅｃｏｍｍｅｎｄｓｅｘｔｅｒｎａｌｄｒｉｖｅｒｃｈｉｐＭＡＸ７９７ｉｎａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｏｆｎｏｎ — ｉｎｓｕｌａｔｅＢＵＣＫｃｏｎｖｅｔｅｒｒ．Ｔｈｅｃｈｉｐｃａｎｋｅｅｐｈｉｇｈｅｉｃｆｉｅｎｃｙｉｎｌａｒｇｅｒａｎｇｅｏｆｉｎｐｕｔａｎｄｏｕｔｐｕｔｖｏｌｔａｇｅ．
Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｗｉｔｈｔｈｅｒａｐｉｄｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔｏｆｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙａｎｄｐｒｅｖａｌｅｎｔａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｏｆｍｉｃｒｏｐｒｏｃｅｓｓｏｒ．ＩＣａｎｄＤＳＰ．ｈｉｇｈＤＣ— ＤＣｃｏｎｖｅｒｔｅｒｅｉｃｆｉｅｎｃｙｉＳｒｅｑｕｉｒｅｄｆｏｒｌｏｗ．ｖｏｌｔａｇｅａｎｄｌａｒｇｅ．ｃｕｒｒｅｎｔｃｉｒｃｕｉｔ．Ｔｈｅｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ
王斌，邰永红，杨郑浩
（中国航空无线电电子研究所，上海２００２４１）
［摘
要］随着电子技术的迅速发展及各种微处理器、Ｉｃ芯片和ＤＳＰ的普及应用，对低压大电流输出的ＤＣ — ＤＣ

同步整流buck电路原理

同步整流buck电路原理
同步整流是采用通态电阻极低的专用功率MOSFET，来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术。

它能大大提高DC/DC变换器的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。

Buck电路是由一个功率晶体管开关Q与负载串联构成的，其电路如图3.1。

驱动信号ub周期地控制功率晶体管Q的导通与截止，当晶体管导通时，若忽略其饱和压降，输出电压uo等于输入电压；当晶体管截止时，若忽略晶体管的漏电流，输出电压为0。

电路的主要工作波形如图3.2。

同步整流buck电路原理
同步整流buck电路图如下：
同步整流结构：用功率mosfet替代整流二极管，可以提高转换器效率。

buck变换器的输出电压平均值总是小于输入电压。

一种同步整流Buck_flyback拓扑的研究

储存在变压器磁场中的能量通过 VD1 释放，一方面
给 C2 充电，另一方面向负载供电。此时 Flyback 的输
出电压 Uo2 等于 uN2，次级电流从 IN2max 开始线性下
降，其下降率为：
diN2 = Uo1 ·N1 dt Lf N2
（17）
Flyback 变换器电流工作状态可分为 3 种模式：
容提供。VD1 上所承受的反向电压为：
UVD1=Uo2+
N2 N1
（Uin-Uo1）
（3）
由式（3）可知 VD1 所承受的最大反向电压也比
传统 Flyback 低。由于变压器的次级绕组开路，只有
初级绕组工作，相当于一个电感，其电感量为变压器
初级激磁电感量 LN1，因此初级电流 iN1 从 IN1min 开始线性增加，其增长率和增长量分别为：
不一致和输出滤波电感、电容较小引起的，但不影响导通和关断时均实现了 ZVS。图 6e 示出该并联开关
总的输出电流波形。
电源与单台开关电源及相控整流电源的效率对比曲
图 6b 示出电源的总输出电流 Io 和各功率单元输出电流 In（n=1，2，3）波形，由图可见，各功率单元模块的输出电流非常接近，均流效果良好，且 Io 波形平滑、稳定。
（Hohai University，Nanjing 210013，China） Abstract：For the digital controller used more and more popular in the module power supply，its high standby quiescent current and power consumption make the traditional auxiliary power supply approach difficult to meet the design requirements.The proposed synchronous rectifier Buck-flyback （SR Buck-flyback） topology is analyzed.The steady state operation principles is given.The experimental results verify the correctness of the analysis. Keywords：synchronous rectifier；digital control；module power supply；flyback

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[5]
Vc
C1 S1
IL
S1
S2
S1
S2
S1
L1
I L S2
Q
IG_Q
IL_ pk
Cg
图3 电流源驱动基本原理图
g
Q
t0 t1
t2 t3
t4
图 4 驱动电路相关控制波形
t0 — t1 时刻， S1 时刻，Q 管完全关断，同时 S
2
导通。 t1 — t 2 时刻， C1 开始被正向充电， I L 也从反向最大，过零变成正。当 I L 达到正向最大值时关断 S2 。
dvds dt
(6)
Ig dvds Ciss dvgs = − vds dt Crss dt Crss
(7)
在 d 点，由 KCL 方程得：
idl = g fs (vgs (t ) − Vth ) + Cds
dvgd dvds − Cgd dt dt didl vds = Vd − ( Ld + Ls ) dt
2．MOSFET 的电流源驱动
2.1 MOSFET 电流源驱动基本原理开关管 Q 门极电容充电的过程中，充电电流 I 、 Cin 两端电压变化如图 1 所示，在 0 时刻 I 达
到峰值 Vgate / Rg ，随后快速下降，在 t1 — t2 时刻由于发生 miller 效应， Vg 不变，这段时间电流 I 可近似看成常数不变。这段时间导致 miller 电容效应明显，随着 I 的减小，驱动能力减弱，导致开
d 2 vgs dt 2 + Cds dvgs d 2 vds + g fs ) 2 dt dt
(8) (9)
把(8)代人(9)得：
vds = Vd − ( Ld + Ls )(C gs
(10)
经过计算整理得：
A d 3 vgs dt
3
+B
d 2 vgs dt
2
+C
dvgs dt
= Ig
(11)
其中
id (t ) = g fs (vgs (t ) − Vth )
(2) (3)
当 vgs (t ) < Vth 时：
id (t ) = 0
图5
MOSFET 等效电路
其中 Vth 为阈值电压， g fs 为跨导。MOSFET 开通过程等效电路如图 5 所示，从开始导通到完全导通进行分析，可得：
由于求解 C gd
2.2 MOSFET 损耗模型及损耗分析 MOSFET 在电流源驱动下的等效电路如图 5 所示，MOS 管的门极电阻为 Rg ， Ld 、 Ls 分别为
漏极、源极的电感。在 MOSFET 开通、关断过程中，电流源驱动器用恒流源 I g 代替。在 MOSFET 开通、关断期间，假设 id (t ) 与 vgs (t ) 成线性关系：当 vgs (t ) > Vth 时：
t 2 — t3 时刻， S1 、 S 2 都处于关断状态， Cg 被充电。当到达 t3 时刻， Q 管完全开通，同时 S1 导
通。
t3 — t 4 时刻， Q 管保持在开通状态， Cg 被反向充电， I L 也逐渐减小直至在 t 4 时刻达到反向最
大。通过分析可以得知，在 t 2 — t3 为 Q 管开通时间，在 t0 — t1 为 Q 管关断时间。在这两个时间段内，驱动电路为一个近似恒流的电源，使得 Q 管能在更短的时间内开通和关断，使得 miller 效应得以减少，达到减少开关损耗的目的。
[1] 张占松，蔡宜三. 开关电源的原理与设计[M]. 北京：电子工业出版社，2006. [2] Zhihua Yang. A New Dual Channel Resonant Gate Drive Circuit for Synchronous Power Electronic Conference, 2005：756-762. [3] Wilson Eberle. A Current Source Gate Driver Achieving Switching Loss Saving and Gate Energy Recovery at 1-MHz[J]. IEEE Transactions on Power Electronic, 2008, 23(02)：678-691. [4] Zhiliang Zhang. Optimal design of current source gate driver for a buck voltage regulator based on a new analytical loss model[C]. IEEE Annual Power Electronic Specialists Conference, 2007：1556-1562. [5] Y.Ren, H.Shan. Analytical Modeling and Experimental Evaluation of Interconnect Parasitic Inductance on MOSFET Switching Characteristics[C]. in IEEE APEC,2004，vol.1，pp.516-521. Rectifiers[C]. IEEE Annual
摘要高频化和高功率密度已经成为开关电源的发展趋势，传统的电压源驱动 MOSFET 的方式，开关损
耗会随着开关频率的增加而显著增加。本文提出将一种新型的电流源驱动方式应用于交错并联技术的 BUCK 主电路，在对电路的损耗进行详细分析的基础上，本文设计了在开关频率 1MHz、输入 12V 条件下，实现输出电压 1.3V、输出电流 20A 的电路拓扑，达到了较小的电流纹波输出和较高装置效率的要求。关键词电流源开关损耗交错并联
2 A = ( Ld + Ls )(Ciss .Coss − Crss ) ， B = g fs ( Ld + Ls ) ， C = Ciss
若设初始条件为： vgs (0) = Vth 。则当 B 2 − 4 AC < 0 时，为正弦解；当 B 2 − 4 AC > 0 时，为指数解。漏
极电流 id 、漏源电压 vds 与栅源电压 vgs 有关，一旦 vgs (t ) 求出， ids (t ) 、 v ds (t ) 就可求出，进而可以求出开关损耗。
BUCK 电路上所应承受的一半，降低了单个 MOS 管的导通损耗。减少输出滤波电感值和滤波电容容量。在高频下的滤波电容可使用 ESR 较小的陶瓷电容，电路的输出更稳定，同时提高了装置的效率。
4．实验结果及分析
按照电流源驱动的电路原理图，设计并绘制了PCB板，其主要参数如下：输入电压 Vin =12V；输出电压 VO =1.3V；输出电流 I o =20A；开关频率 f =1MHz；PCB板为四层板。主电路控制MOSFET Q1 、 Q3 为SI7886DP；同步整流管 Q2 、 Q4 为SI7336ADP；驱动电路 s1 —
交错并联电路中MOS管电流承载为正常的一半，可以选择导通电阻 Rds 更小的MOSFET和等效电阻（DCR）更小的滤波电感。达到减少导通损耗的目的。
图8 主电路MOS管导通时序图
图9
输出电压波形图
由于在本文实验中，负载为纯阻性负载，所以主电路的输出电压波形可以反映输出电流纹波情况。如图9可知输出电压的纹波小于50mV，证明交错并联明显改善了输出电压纹波，BUCK主电路输出端的滤波电容的容值也可以降低。从降低损耗和减少成本的角度都证明了交错并联的优越性。输出电压纹波频率 f 为2MHz。输出电压为1.3V。达到了实验预期的要求。
dt 、 C gs 、 Cds 的值较复杂，可用 Ciss 、 Coss 、 Crss 代替。
vgd = vgs − vds
I g = Cgd
dvgd dt
+ Cgs
dvgs
(4)
根据 MOSFET 结构可知：
(5)
将(5)代人(4)得：
I g = Ciss
由(6)式可得：
dvgs dt
− Crss
5．结语
本文提出使用一种新型的MOSFET驱动方式——电流源驱动应用于交错并联BUCK变换器上，实现了输出电压1.3V、输出电流20A的低压大电流的输出。通过分析以及实验验证，电流源驱动 MOSFET在缩短开关时间、减少开关损耗上等方面比传统电压源驱动有很大的优势。同时由于采用了交错并联技术，减小输出电流的纹波，为微处理器电源产品的发展提出了新的思路。参考文献
s8 为FDN335；主电路电感 L1 、 L2 值为330nH，驱动电路电感 L3 、 L4 、 L5 、 L6 的值为1.0uH.
驱动电路电感的取值由公式（12）计算得出： V ⋅ D ⋅ (1 − D ) L= c 2 ⋅ IG ⋅ f S （12）
其中 VC 为驱动电路的输入电压， D 为占空比， I G 驱动电路的平均电流， f s 为开关频率。主电路滤波电感也需根据纹波电流的大小进行计算得出合适的感值，选取器件时要考虑电感饱和电流以及其它参数，装置中选取的是IHLP-5050CE-01系列。该系列的饱和电流能达到60A，满足实验的需要。由图8可知，四路波形分别是 Q1 、 Q2 、 Q3 、 Q4 的G、S两端电压 Vgs 的波形。主电路MOS管被快速的开通和关断，其中 Q1 、Q3 的开通关断时间小于40ns, 在一定程度上降低了开关损耗。Q2 、Q4 的开通关断时间也较短，减少了因同步整流管的体二极管产生的导通损耗。与传统电压源驱动相比，相同的开关频率，两者的导通损耗是一致的，电流源驱动的开关损耗小于电压源驱动方式，变换器效率就有了一定的提高。 Q1 、 Q3 的波形相差半个周期，通过实验证明了交错并联电路的正确性。
3．基于电流源驱动交错并联 BUCK 变换器