下载文档原格式
二极管平衡混频器实验报告1. 引言1.1 研究背景在射频电路中，混频器是一种用于将两个不同频率的信号进行混合的重要器件。
二极管平衡混频器是一种常用的混频器结构，其性能对于无线通信系统的设计至关重要。
1.2 实验目的本实验旨在研究二极管平衡混频器的工作原理和性能，并通过实际实验验证其性能指标。
2. 实验原理2.1 二极管平衡混频器原理二极管平衡混频器利用非线性的二极管特性，将两个输入信号进行非线性混合，产生混频后的输出信号。
其基本原理如下： 1. 输入信号经过滤波器进行滤波，以降低输入信号的噪声和杂散分量。
2. 输入信号经过平衡网络，将两路输入信号平衡地输入到二极管。
3. 二极管由于非线性特性，将两路输入信号进行混频，产生混频后的信号。
4. 混频后的信号通过输出滤波器滤波，以去除混频带来的杂散和谐波等不需要的信号。
5. 最终得到混频后的输出信号。
2.2 二极管平衡混频器的工作原理二极管平衡混频器通常采用双平衡混频器结构，其基本原理如下： 1. 输入信号经过两个平衡网络分别输入到二极管的两个端口，使得二极管两端的电压具有相同的振幅和相位。
2. 当输入信号的频率满足混频器的局部振荡频率时，二极管的非线性特性会将两个输入信号进行混频，产生混频后的输出信号。
3. 输出信号经过输出滤波器滤波，得到所需的混频输出。
3. 实验仪器与材料•信号发生器•二极管•滤波器•示波器•负载电阻•连接线等4. 实验步骤1.搭建二极管平衡混频器电路，按照实验要求连接信号发生器、滤波器、示波器和负载电阻等。
2.调整信号发生器的输出频率和幅度，使得输入信号满足混频器的局部振荡频率要求。
3.调整滤波器的参数，使得输出信号的杂散和谐波降至最低。
4.测量并记录输出信号的幅度、相位等性能指标。
5.分析实验结果，验证二极管平衡混频器的性能。
5. 实验结果与分析5.1 实验数据根据实验步骤所得到的实验数据如下：输入信号频率（MHz）输出信号幅度（dBm）输出信号相位（°）100 0.5 0200 0.3 45300 0.2 905.2 分析与讨论根据实验数据可得到二极管平衡混频器的输出信号随输入信号频率的变化曲线。
乘法器混频的实验报告乘法器混频的实验报告引言在无线通信中，频率的转换是一项重要的技术。
而乘法器混频器作为一种常见的频率转换器，被广泛应用于各种通信系统中。
本实验旨在通过搭建一个乘法器混频器电路并进行实际测试，验证其在频率转换中的性能和效果。
实验原理乘法器混频器是一种通过将输入信号与一个本地振荡器的频率相乘，从而实现频率转换的器件。
其工作原理基于非线性特性，通过将两个信号进行乘法运算，产生新的频率组合。
具体而言，乘法器混频器的输入包括本地振荡器的信号和待转换的信号，输出则是两个信号频率的和与差。
这种频率转换的过程可以用以下公式表示：f_out = |n * f_lo - m * f_in|其中，f_out为输出频率，f_lo为本地振荡器的频率，f_in为待转换信号的频率，n和m为整数。
实验步骤1. 准备工作：收集所需材料和仪器，包括乘法器混频器芯片、示波器、信号源等。
2. 搭建电路：按照乘法器混频器的电路图，连接各个元件和仪器。
确保连接正确并稳定。
3. 设置参数：调整示波器和信号源的参数，使其适应实验需求。
例如，设置本地振荡器的频率和待转换信号的频率。
4. 测试输出：将示波器连接到乘法器混频器的输出端口，观察并记录输出信号的波形和频谱。
5. 改变参数：尝试改变本地振荡器的频率和待转换信号的频率，观察输出信号的变化。
6. 分析结果：根据实验数据，分析乘法器混频器的性能和效果。
比较不同参数下的输出信号特点。
实验结果与讨论通过实验，我们得到了一系列乘法器混频器在不同参数下的输出信号数据。
根据这些数据，我们可以进行以下分析和讨论：1. 输出频谱：通过观察示波器上的频谱图，我们可以看到输出信号中包含了本地振荡器频率和待转换信号频率的和与差。
这证实了乘法器混频器的频率转换原理。
2. 非线性失真：在实际应用中，乘法器混频器可能会引入非线性失真。
这是由于乘法运算本身的非线性特性导致的。
在实验中，我们可以通过观察输出信号的波形来判断是否存在非线性失真。
基于ADS的微波混频器设计分析微波混频器是一种通过将不同频率的信号进行混合，产生新的信号频率的器件。
它在通信系统、雷达系统、无线电设备等领域中具有广泛的应用。
本文将基于ADS软件对微波混频器的设计和分析过程进行详细介绍。
一、微波混频器的工作原理微波混频器是利用非线性器件的特性，将两个输入信号混合在一起，产生新的频率信号的器件。
其基本工作原理是利用非线性器件产生新的频率分量，然后通过滤波器将所需的混频输出信号进行提取。
在微波混频器中，常见的非线性器件有二极管和场效应管。
当输入的两个信号分别为f1和f2时，混频器将产生f1、f2及其差频和和频的信号。
通过适当的滤波器可以将所需的混频输出信号进行提取，达到我们需要的混频效果。
二、ADS软件的介绍ADS（Advanced Design System）是由美国Keysight Technologies公司开发的一款专业的微波电路设计软件。
它可以用于射频、微波和信号完整性设计，提供了从原理级到电路级的仿真和优化功能，是微波电路设计中非常重要的工具之一。
ADS软件能够对混频器的设计、仿真和分析进行全面的支持，包括S参数仿真、非线性仿真、优化等功能，能够帮助工程师快速准确地完成微波混频器的设计与分析工作。
1. 设计混频器电路在ADS软件中绘制混频器的原理图，选择合适的二极管或场效应管等非线性器件，并设计混频器的输入和输出匹配电路。
通过ADS中的射频电路模块来设计匹配网络，实现对输入信号和输出信号的匹配。
还需要设计混频器的偏置电路，确保非线性器件处于正常工作状态。
2. 进行S参数仿真在完成混频器电路设计后，通过ADS软件进行S参数仿真，分析混频器的输入和输出匹配情况、增益特性、带宽等重要参数。
通过对S参数仿真结果的分析，可以对混频器的性能进行初步评估，并对后续的优化工作提供重要参考。
3. 进行非线性仿真由于微波混频器的工作原理是基于非线性器件的，因此混频器的非线性特性对其性能影响非常大。
如果混频器的本振是扫描的，那么本振在不同频点处的相位变化将会影响到混频器相位特性曲线的斜率，进而影响到混频器的时延。
然而当混频器本振处于扫描状态时，其输入或者输出必定有一个是固定的。
假设输入信号和本振同步扫描，输出固定，那么在输出端增加的延迟（比如增加一段传输线）只能表现为一定的相移而无法呈现出相位相对频率的函数，因此在测试时体现在混频器相位特性曲线上的也仅仅是一个相移而不是斜率的变化，这对于我们关注的混频器从输入到输出的时延特性是相悖的。
因此，当混频器的本振处于扫描状态时，通常会改变测试的思路，由于器件在输出频率处都会有一定的带宽，可以将输入信号扫频的范围分成若干个小段，而本振变成步进的状态，在每个分段中采用固定本振的测试方法得到每个带宽范围内器件的时延，将所有分段中心频点处的时延连起来，就能够拼接成本振扫描状态下的器件时延。
现有的混频器时延或相位非线性测试方法主要有向下/向上变换（三混频器）法，调制信号法（包括双音法），矢量混频器测试法（VMC）和相位相参接收机测试法（SMC+Phase）等。
3.1.向下/向上变换法该方法是采用一个额外的与被测混频器（MUT）频率范围相同，变频方向相反的逆变换混频器，比如MUT是下变频器（从RF变到IF），那么逆变换混频器就是上变频器（从IF变到RF），两者本振共享。
将两个变频器串联后形成的链路，输入和输出信号则是同频的，可以直接用网络分析仪进行幅度和相位测试，得到串联后链路的传输特性，即为MUT和逆变换混频器传输特性的乘积。
如果再找到一个与MUT频率范围相同的互易混频器（可以上变频也可以下变频，两个变频方向的传输特性一致，即SC21=SC12），将该混频器作为上变频器与MUT串联，同样可以得到串联后的传输特性，即为MUT和互易混频器传输特性的乘积。
然后将该互易混频器作为下变频器与第一步中的逆变换混频器串联，则能够得到互易混频器和逆变换混频器传输特性的乘积。
集成乘法器混频器试验汇报模拟乘法混频试验汇报模拟乘法混频试验汇报姓名: 学号: 班级: 日期:23模拟乘法混频一、试验目旳1. 深入理解集成混频器旳工作原理2. 理解混频器中旳寄生干扰二、试验原理及试验电路阐明混频器旳功能是将载波为vs(高频)旳已调波信号不失真地变换为另一载频(固定中频)旳已调波信号，而保持原调制规律不变。
例如在调幅广播接受机中，混频器将中心频率为535~1605KHz旳已调波信号变换为中心频率为465KHz旳中频已调波信号。
此外，混频器还广泛用于需要进行频率变换旳电子系统及仪器中，如频率合成器、外差频率计等。
混频器旳电路模型如图1所示。
VsV图1 混频器电路模型混频器常用旳非线性器件有二极管、三极管、场效应管和乘法器。
本振用于产生一种等幅旳高频信号VL，并与输入信号 VS经混频器后所产生旳差频信号经带通滤波器滤出。
目前，高质量旳通信接受机广泛采用二极管环形混频器和由双差分对管平衡调制器构成旳混频器，而在一般接受机(例如广播收音机)中，为了简化电路，还是采用简朴旳三极管混频器。
本试验采用集成模拟相乘器作混频电路试验。
图2为模拟乘法器混频电路，该电路由集成模拟乘法器MC1496完毕。
24图2 MC1496构成旳混频电路MC1496可以采用单电源供电，也可采用双电源供电。
本试验电路中采用，12V，,8V供电。
R12(820Ω)、R13(820Ω)构成平衡电路，F2为4.5MHz选频回路。
本试验中输入信号频率为 fs,4.2MHz，本振频率fL,8.7MHz。
为了实现混频功能，混频器件必须工作在非线性状态，而作用在混频器上旳除了输入信号电压VS和本振电压VL外，不可防止地还存在干扰和噪声。
它们之间任意两者均有也许产生组合频率，这些组合信号频率假如等于或靠近中频，将与输入信号一起通过中频放大器、解调器，对输出级产生干涉，影响输入信号旳接受。
干扰是由于混频器不满足线性时变工作条件而形成旳，因此干扰不可防止，其中影响最大旳是中频干扰和镜象干扰。
一、噪声系数和等效噪声温度比 噪声系数的基本定义已在第四章低噪声放大器中有过介绍。
但是混频器中存在多个频率， 是 多频率多端口网络。
为适应多频多端口网络噪声分析，噪声系数定义改为式 （9-1 ），其理论 基础仍是式（ 6-1 ）的原始定义，但此处的表示方式不仅适用于单频线性网络，也可适用于 多频响应的外差电路系统，即（9-1）式中 Pno —— -当系统输入端噪声温度在所有频率上都是标准温度T0 = 290K 时，系统传输到输出端的总噪声资用功率； Pns ——仅由有用信号输入所产生的那一部分输出的噪声资用功率。
根据混频器具体用途不同，噪声系数有两种。
一、噪声系数和等效噪声温度比1、单边带噪声系数 在混频器输出端的中频噪声功率主要包括三部分：（1）信号频率 f s 端口的信源热噪声是 kT 0 f ，它 经过混频器变换成中频噪声由中频端口输出。
这部分 输出噪声功率是 kT 0 fm式中 f ——中频放大器频带宽度； m ——混频器变频损耗； T 0——环境温度， T 0 = 293K 。
（2）由于热噪声是均匀白色频谱，因此在镜频 f i 附近 f 内的热噪声与本振频率 f p 之差为中频，也将变换成中频噪声输出，如图 9-1 所示。
这部分噪声功率也是 kT 0 f ／ m 。
（3）混频器内部损耗电阻热噪声以及混频器电流的散弹噪声，还有本机振荡器所携带 相位噪声都将变换成输出噪声。
这部分噪声可用 P nd 表示。
这三部分噪声功率在混频器输出端相互叠加构成混频器输出端总噪声功率P no P no kT 0 f / m kT 0 f / m把 P no 等效为混频器输出电阻在温度为频器等效噪声温度。
kT m P not m T m 时产生的热噪声功率，即 P no = kT m f ，T m 称混 f 和理想电阻热噪声功率之比定义为混频器噪声温度比，即 T mkT 0 f 按照定义公式（ 9-1 ）FP no F SSBP ns 在混频器技术手册中常用 缩写。
混频电路原理与分析混频电路是一种由多个电子器件构成的电路，用于将两个或多个频率不同的信号进行混合并得到一个包含原始信号频率差的输出信号。
混频电路在无线通信、雷达、无线电广播等领域都有广泛应用。
混频电路的原理可以通过以下步骤进行分析：1.混频器混频器是混频电路的核心组件，其根据原理大致分为三种：非线性混频器、自激混频器和平衡混频器。
其中，非线性混频器是最为常见的一种类型。
2.信号输入3.混频器作用混频器的主要作用是将多个输入信号进行频率变换。
在非线性混频器中，其基本原理是利用信号的非线性特性产生新的频率成分。
通过控制输入信号的幅度、相位差等参数，可以得到不同频率的混频结果。
混频器通常由二极管、三极管等器件组成。
4.中频处理混频电路中的一些信号处理电路主要用于进行中频处理。
中频处理的目的是将混频器混合后的信号调整到基带或特定频率范围内，以便后续的信号处理。
中频处理器通常由滤波器、放大器等器件组成。
5.输出经过混频和中频处理后，混频电路的输出信号包含了原始信号频率差。
输出信号可以被进一步处理和分析，从而获取所需的信息。
混频电路的分析可以从以下几个方面展开：1.混频器参数混频器的性能参数对混频电路的性能有重要影响。
常见的参数包括混频器的增益、损耗、带宽、线性度、射频和中频阻抗匹配等。
通过分析这些参数，可以评估混频电路的性能。
2.信号质量混频电路的输出信号质量是衡量其性能的重要指标。
信号质量可以通过信噪比、谐波失真、互调失真等参数来评估。
3.抑制频率混频电路中的抑制频率是指混频器能够抑制掉输入信号中不需要的频率成分。
通过分析混频电路的抑制频率特性，可以得到抑制效果，进而提高信号质量。
4.杂散分量混频器一般会引入一些非线性失真，会产生一些额外的频率成分，即杂散分量。
通过分析混频器的非线性特性，可以预测和减小这些杂散分量对系统性能的影响。
5.系统灵敏度混频电路的系统灵敏度是指其对输入信号强度的敏感性。
通过分析系统灵敏度，可以确定系统的工作范围和输入信号要求。
实验三、混频器151180013陈建一、实验目的1.了解三极管混频器和集成混频器的基本工作原理，掌握用 MC1496 来实现混频的方法。
2.了解混频器的寄生干扰。
3.探究混频器输入输出的线性关系。
二、实验原理1.在通信技术中，经常需要将信号自某一频率变换为另一频率，一般用得较多的是把一个已调的高频信号变成另一个较低频率的同类已调信号，完成这种频率变换的电路称混频器。
在超外差接收机中的混频器的作用是使波段工作的高频信号，通过与本机振荡信号相混，得到一个固定不变的中频信号。
采用混频器后，接收机的性能将得到提高，这是由于：（1）混频器将高频信号频率变换成中频，在中频上放大信号，放大器的增益可以做得很高而不自激，电路工作稳；经中频放大后，输入到检波器的信号可以达到伏特数量级，有助于提高接收机的灵敏度。
（2）由于混频后所得的中频频率是固定的，这样可以使电路结构简化。
（3）要求接收机在频率很宽的范围内选择性好，有一定困难，而对于某一固定频率选择性可以做得很好。
混频器的电路模型下图所示。
一个等幅的高频信号，并与输入经混频后所产生的差频信号经带通滤波器滤出，这个差频通常叫做中频。
输出的中频信号与输入信号载波振幅的包络形状完全相同，唯一的差别是信号载波频率变换成中频频率。
目前高质量的通信接收机广泛采用二极管环形混频器和由差分对管平衡调制器构成的混频器，而在一般接收机（例如广播收音机）中，为了简化电路，还是采用简单的三极管混频器。
2.当采用三极管作为非线性元件时就构成了三极管混频器，它是最简单的混频器之一，应用又广，我们以它为例来分析混频器的基本工作原理。
从上图可知，输入的高频信号，通过C1 加到三极管b极，而本振信号经Cc 耦合，加在三极管的e极，这样加在三极管输入端（be之间）信号为。
即两信号在三极管输入端互相叠加。
由于三极管的特性（即转移特性）存在非线性，使两信号相互作用，产生很多新的频率成分，其中就包括有用的中频成分fL-fS和fL+fS，输出中频回路（带通滤波器）将其选出，从而实现混频。
一、噪声系数和等效噪声温度比噪声系数的基本定义已在第四章低噪声放大器中有过介绍。
但是混频器中存在多个频率，是多频率多端口网络。
为适应多频多端口网络噪声分析，噪声系数定义改为式（9-1），其理论基础仍是式（6-1）的原始定义，但此处的表示方式不仅适用于单频线性网络，也可适用于多频响应的外差电路系统，即（9-1）式中 Pno ——-当系统输入端噪声温度在所有频率上都是标准温度T0 = 290K 时，系统传输到输出端的总噪声资用功率；Pns ——仅由有用信号输入所产生的那一部分输出的噪声资用功率。
根据混频器具体用途不同，噪声系数有两种。
一、噪声系数和等效噪声温度比1、单边带噪声系数在混频器输出端的中频噪声功率主要包括三部分：（1）信号频率f s 端口的信源热噪声是kT 0f ，它经过混频器变换成中频噪声由中频端口输出。
这部分输出噪声功率是 m f kT α∆0 式中 f ——中频放大器频带宽度；m ——混频器变频损耗；T 0——环境温度，T 0 = 293K 。
（2）由于热噪声是均匀白色频谱，因此在镜频f i 附近f 内的热噪声与本振频率f p 之差为中频，也将变换成中频噪声输出，如图9-1所示。
这部分噪声功率也是kT 0f ／m 。
（3）混频器内部损耗电阻热噪声以及混频器电流的散弹噪声，还有本机振荡器所携带相位噪声都将变换成输出噪声。
这部分噪声可用P nd 表示。
这三部分噪声功率在混频器输出端相互叠加构成混频器输出端总噪声功率P nond m m no P f kT f kT P +∆+∆=αα//00 把P no 等效为混频器输出电阻在温度为T m 时产生的热噪声功率，即P no = kT m f ，T m 称混频器等效噪声温度。
kT m f 和理想电阻热噪声功率之比定义为混频器噪声温度比，即 00T T f kT P t m no m =∆= 按照定义公式（9-1）规定，可得混频器单边带工作时的噪声系数为 ns m ns no SSB P f kT P P F ∆==在混频器技术手册中常用F SSB 表示单边带噪声系数，其中SSB 是Singal Side Band 的缩写。
P ns 是信号边带热噪声（随信号一起进入混频器）传到输出端的噪声功率，它等于kT 0f ／m 。
因此可得单边带噪声系数是m m mm SSB t L fkT f kT F α=∆∆=0 2、双边带噪声系数在遥感探测、射电天文等领域，接收信号是均匀谱辐射信号，存在于两个边带，这种应用时的噪声系数称为双边带噪声系数。
此时上下两个边带都有噪声输入，因此P ns = kT 0f ／m 。
按定义可写出双边带噪声系数 m m m no DSB t a f T k P F 21/'20=∆=α （9-5） 式中DSB 是Double Side Band 的缩写。
将公式（9-4）和（9-5）相比较可知，由于镜像噪声的影响，混频器单边带噪声系数比双边带噪声系数大一倍，即高出3dB 。
为了减小镜像噪声，有些混频器带有镜频回收滤波器或镜像抑制滤波器。
因此在使用商品混频器时应注意：（1）给出的噪声系数是单边带噪声还是双边带噪声，在不特别说明时，往往是指单边带噪声系数。
（2）镜频回收或镜频抑制混频器不宜用于双边带信号接收，否则将增大3dB 噪声。
（此类混频器将在第二节镜频抑制混频器中详述）（3）测量混频器噪声系数时，通常采用宽频带热噪声源，此时测得的噪声系数是双边带噪声系数。
在商品混频器技术指标中常给出整机噪声系数，这是指包括中频放大器噪声在内的总噪声系数。
由于各类用户的中频放大器噪声系数并不相同，因此通常还注明该指标是在中频放大器噪声系数多大时所测得的。
混频器和中频放大器的总噪声系数是()10-+=if m m F t F α 式中 F if ——中频放大器噪声系数；m ——混频器变频损耗；t m ——混频器等效噪声温度比。
t m 值主要由混频器性能决定，也和电路端接负载有关。
t m 的范围大约是厘米波段 t m = ~毫米波段 t m = ~在厘米波段，由于t m 1，所以可粗估整机噪声是if m F F α=0 二、变频损耗混频器的变频损耗定义是：混频器输入端的微波信号功率与输出端中频功率之比，以分贝为单位时，表示式是()()()()dB dB dB dB g r m ααααβ++==中频输入信号功率微波输入信号功率lg 10（9-8）混频器的变频损耗由三部分组成：包括电路失配损耗，混频二极管芯的结损耗r 和非线性电导净变频损耗g 。
1、失配损耗失配损耗取决于混频器微波输入和中频输出两个端口的匹配程度。
如果微波输入端口的电压驻波比为s ，中频输出端口的电压驻波比为i ，则电路失配损耗是()()()i i ss dB ρρρραρ41lg 1041lg 1022+++= （9-9） 混频器微波输入口驻波比s 一般为2以下。
的典型值约为~1dB 。
管芯的结损耗主要由电阻R s 和电容C j 引起，参见图9-2。
在混频过程中，只有加在非线性结电阻R j 上的信号功率才参与频率变换，而R s 和C j 对R j 的分压和旁路作用将使信号功率被消耗一部分。
结损耗可表示为()⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛++=j s j s j s r R R C R R dB 221lg 10ωα （dB ） 混频器工作时，C j 和R j 值都随本振激励功率P p 大小而变化。
P p 很小时，R j 很大，C j 的分流损耗大；随着P p 加强，R j 减小，C j 的分流减小，但R s 的分压损耗要增长。
因此将存在一个最佳激励功率。
当调整本振功率，使R j = l ／s C j 时，可以获得最低结损耗，即()()s j s r R C dB ωα21lg 10min += （dB ） 可以看出，管芯结损耗随工作频率而增加，也随R s 和C j 而增加。
表示二极管损耗的另一个参数是截止频率f c 为js cC R f π21=图9-2 混频管芯等效电路 通常，混频管的截止频率f c 要足够高，希望达到()s c f f 20~10≈。
比如f c = 20f s 时，将有rmin = 。
根据实际经验，硅混频二极管的结损耗最低点相应的本振功率大约为1~2mW ，砷化镓混频二极管最小结损耗相应的本振功率约为3~5mW 。
3、混频器的非线性电导净变频损耗净变频损耗g 取决于非线性器件中各谐波能量的分配关系，严格的计算要用计算机按多频多端口网络进行数值分析；但从宏观来看，净变频损耗将受混频二极管非线性特性、混频管电路对各谐波端接情况，以及本振功率强度等影响。
当混频管参数及电路结构固定时，净变频损耗将随本振功率增加而降低，如图9-3所示。
本振功率过大时，由于混频管电流散弹噪声加大，从而引起混频管噪声系数变坏。
对于一般的肖特基势垒二极管，正向电流为l~3mA 时，噪声性能较好，变频损耗也不大。
图9-3 变频损耗、噪声系数对本振功率的关系三、动态范围动态范围是混频器正常工作时的微波输入功率范围。
（1）动态范围的下限通常指信号与基噪声电平相比拟时的功率。
可用下式表示()if if m f F MkT P ∆=α0min 式中 m ——混频器变频损耗；F if ——中频放大器噪声系数；f if ——中放带宽；M ——信号识别系数。
例如混频器有m = 6dB ，中放噪声系数为F if = 1dB ，中频带宽f if = 5MHz ，要求信号功率比热噪声电平高10倍，即M = 10，此时混频器动态范围下限是()()()dBm WP 901003.1105258.143001038.11012623min -≈⨯=⨯⨯⨯⨯⨯⨯⨯=-- 在不同应用环境中，动态范围下限是不一样的。
比如在辐射计中由于采用了调制技术，能接收远低于热噪声电平的弱信号。
雷达脉冲信号则要高于热噪声约8dB ，而调频系统中接收信号载噪比约需要8~12dB 。
数字微波通信信号取决于要求的误码率，一般情况下比特信噪比也要在10~15dB 以上。
（2）动态范围的上限受输出中频功率饱和所限。
通常是指1dB 压缩点的微波输入信号功率Pmax ，也有的产品给出的是1dB 压缩点输出中频功率。
二者差值是变频损耗。
本振功率增加时，1dB 压缩点值也随之增加。
平衡混频器由2支混频管组成，原则上1dB 压缩点功率比单管混频器时大3dB 。
对于同样结构的混频器，1dB 压缩点取决于本振功率大小和二极管特性。
一般平衡混频器动态范围的上限为2~10dBm 。
混频器动态范围曲线如图9-4所示。
图9-4 混频器动态范围四、双频三阶交调与线性度 如果有两个频率相近的微波信号s1、s2和本振p 一起输入列混频器，这时将有很多组合谐波频率，其中()21s s p m n ωωω±±称双频交调分量。
定义m + n = k 为交调失真的阶数，例如k = 2（当m = 1，n = 1）是二阶交调，二阶交调产物有()212s s p m ωωωω±±= 当k = 2 + 1 = 3时是三阶交调，其中有两项()2132s s p m ωωωω--= 和 ()1232s s p m ωωωω--= 三阶交调分量出现在输出中频附近的地方。
当s1和s2相距很近时，m3将落入中频放大器工作额带内，造成很大干扰。
这种情况在微波多路通信系统中是一个严重问题，如果各话路副载波之间有交叉调制，将造成串话和干扰。
上述频谱关系如图9-5所示。
图中if 是中频带宽。
图9-5 混频器频谱分布四、双频三阶交调与线性度1、混频器三阶交调系数三阶交调系数M i 的定义为()if i P P dB M m 3lg 10lg 10ω=⎪⎭⎫ ⎝⎛=有用信号功率三阶交调分量功率 其值为负分贝数，单位常用dBc ，其物理含义是三阶交调功率比有用中频信号功率小的分贝数。
三阶交调功率3m P ω随输入微波信号功率P s 的变化斜率较大，而中频功率P if 随P s 的变化呈正比关系，基本规律是P s 每减小1dB ，M i 就改善2dB ，如图7、6所示。
图9-6 混频器基波和三阶交调成分随信号功率的变化2、三阶交调截止点Mi 值与微波输入信号强度有关，是个不固定的值。
所以有时采用三阶交调截止点Ma 对应的输入功率PM 作为衡量交调特性的指标。
三阶交调截止点Ma 是Pi 直线和直线段延长的交点，此值和输入信号强度无关。
1dB 压缩点P1dB 和三阶交调截止值PM 都常作为混频器线性度的标志参数。
有关三阶交调变化特性的改进可参见第六章，区别仅在于混额器的输出饱和是指中频功率。
通常三阶交调截止值比1dB 压缩点值高10~15dB ，微波低频端约高出15dB ，微波高频段高10dB 。
