双降压全桥并网逆变器
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基于上述原因，本文研究一种双降压全桥并网 逆变器。该并网逆变器保留了 DBHBI 的优点，输 入直流电压利用率与全桥逆变器相同；采用单极性 调制，减小了输出滤波器的体积和重量。滞环电流 控制[16-19]由于具有快速的动态响应、能很好地跟踪 电流给定、自动限流、易于实现等优点，非常适合 于无偏置电流运行方式。本文详细阐述该并网逆变 器的工作原理，并通过仿真和实验验证理论分析。
KEY WORDS: inverter; hysteresis current control; half-bridge; full-bridge; zero-current switching
摘要：提出一种双降压全桥并网逆变器。该逆变器采用滞 环电流控制和单极性调制方式。与双极性调制相比，减小 了输出滤波器的体积和重量。独立续流二极管代替开关管 的体二极管续流，减小了二极管的反向恢复损耗。一半功 率管只在半个工频周期内高频开关，其它功率管为工频且 零电流开关，因此，减小了开关损耗。阐述该逆变器的工 作原理。仿真和实验结果验证了理论分析，并符合 IEEE 929-2000 标准要求。
The National Basic Research Program (973 Program) (2007CB210303); The Aviation Science and Technology Supporting Foundation (05C52006).
到人们的关注。但太阳能电池[1-4]和燃料电池[5-8]等的 输出为直流电，而电网电压为交流电，因此，并网 逆变器[9-11]成为分布式发电系统中的重要组成部分。
第 31 卷 第 12 期 2011 年 4 月 25 日
中国电机工程学报 Proceedings of the CSEE
Vol.31 No.12 Apr.25, 2011 ©2011 Chin.Soc.for Elec.Eng. 29
文章编号：0258-8013 (2011) 12-0029-05 中图分类号：TM 46 文献标志码：A 学科分类号：470·40
grid-connected inverter
ugrid
0
t
ig
0
t
iref+h iLf2
0
t
iref iref+h
0
t
iref
iLf1
uds1
0
t
uds2
0
t
uds3
0
t
uds4
0
t
图 2 双降压全桥并网逆变器主要波形图 Fig. 2 Key waveforms of the dual-buck full-bridge
为了保证电网的正常运行，要求并网逆变器具 有高的可靠性。而传统桥式并网逆变器存在桥臂直 通问题，因此，为了保证桥臂功率开关管不直通， 同一桥臂的功率开关管必须设置死区时间，这降低 了进网电流的波形质量。双降压半桥逆变器 (dual-Buck half-bridge inverter，DBHBI)[12-15]由于具 有无传统桥式逆变器桥臂直通问题、开关管无需设 置死区、续流电流流过独立的续流二极管可以进行 优化设计等优点越来越受关注。但 DBHBI 输入直 流电压利用率只有传统全桥逆变器的一半。当其 输出电压为 220 V/50 Hz 时，DBHBI 的输入直流 电压需要 700 V 左右，因此，需选择电压应力为 800 V 以上的开关管。而对于可工作在高频场合 的 MOSFET 来说，选取非常困难。此外，由于该 逆变器输出滤波器前的电压波形为双极性，因此， 输出滤波器的体积和重量相对于单极性而言要大 和重。
图 2 为双降压全桥并网逆变器的主要波形图。 其中，h 为给定电流滞环宽度，iref 为电感电流给定， iLf1 和 iLf2 分别为 iL1 和 iL2 的反馈电流，uds1—uds4 分 别为 S1—S4 漏源极之间的电压，其它参数定义同 图 1。一个工频周期存在 4 个开关模态，其等效电 路如图 3 所示。
1）开关模态 1[iLf2<iref][对应于图 3(a)]：S2 开通， 则 D2 承受的电压为 Uin。iL2 线性增加。
L diL2 dt
= Uin
− ugrid
−
Lg
dig dt
(1)
2）开关模态 2[iLf2>iref+h][对应于图 3(b)]：S2
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中国电机工程学报
第 31 卷
图 6 为并网逆变器的实验波形。由图 6(a)可知， S1 和 S2 分别在电网电压负半周和正半周高频开关， S1 和 S2 漏源极承受的电压应力都为 Uin。S3 和 S4 分别在电网电压正半周和负半周常通，其它时间常 关。而实验结果中 S3 和 S4 漏源极承受的电压与理 论分析不同之处在于电压达到最大值之后不保持 恒定，其主要原因在于实际功率开关管和二极管都 存在结电容。由图 6(b)可知，电感 L1 和 L2 分别在 电网电压负半周和正半周工作，因此，S3 和 S4 为零 电流开关。由该图可知，电感电流不存在恒频单极 性控制电流过零点畸变问题。由图 6(c)可知，输出 滤波器前的电压 uBC 和 uA 为单极性调制。
图 8 为该并网逆变器的效率曲线。由图 8 可知， 该并网逆变器在整个负载范围内具有高效率，满载
0.95
0.93 0
200 400 600 800 1 000 P0/W
图 8 并网逆变器效率曲线
Fig. 8 Efficiency of grid-connected inverter
4 结论
本文研究了一种双降压全桥并网逆变器。详细 分析了该逆变器的工作原理，并以 1 kW 双降压全 桥并网逆变器为例进行了仿真和实验验证。与传统 全桥逆变器相比，该并网逆变器不存在功率开关管 桥臂直通问题，提高了可靠性；独立续流二极管代 替开关管的体二极管，提高了变换效率；独立续流 二极管的加入，消除了 MOS 管体二极管的损耗， 从而减小的 MOS 管的总损耗，使得损耗分布更均 匀，易于散热设计；采用滞环电流单极性控制不存 在恒频单极性控制电流过零点畸变问题，但由于该 逆变器为变频控制，增加了 EMI 滤波器的设计难 度；该并网逆变器增加了 4 个快恢复二极管，成本 有所增加。与 DBHBI 相比，在相同的输出电压下， 该并网逆变器所需输入电压为 DBHBI 的一半，减 小了开关管的电压应力；采用单极性调制可减小输 出滤波器的体积和重量。
iL1
S1
D3 + Rd uo
ig
D4
Cf _
L2
iL2
Lg + ugrid _
S2
(d) 模态 4
图 3 双降压全桥并网逆变器的开关模态图
Fig. 3 Switching modes of the proposed inverter
由图 1 可知，当 iref>0 时，S1 和 S4 关断，因此， 流过 L1 的电流为 0，则 L1 两端的电压也为 0。又由 于 S3 常通，从而得出 uds1 为 Uin，uds4 的最大值为 Uop，以及 D1 承受的电压为 0。S2 高频开关。
ugrid
0.12
IEEE929-2000 标限定值 0.08
ig/A
0.04
仿真结果
0.00
0
1
2
3
4
5
f/kHz
图 7 实验情况下的进网电流谐波含量 Fig. 7 Harmonic spectrum of ig with experimental results
效率η为 98.8%。其主要原因在于：每半个工频周
1 工作原理
图 1 为双降压全桥并网逆变器主电路图。其中，
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中国电机工程学报
第 31 卷
Uin 为输入电压，S1—S4 为开关管，D1—D4 为二极 管，L1 和 L2 为逆变器侧滤波电感，Lg 为网侧滤波 电感，Cf 为输出滤波电容，iL1 和 iL2 分别为流过 L1 和 L2 的电流，Rd 为阻尼电阻，ugrid 为电网电压，uo 为逆变器输出电压，ig 为进网电流，参考方向如图 1 所示。
ABSTRACT: This paper proposed a dual-Buck full-bridge grid-connected inverter. Hysteresis current control and uniploar modulation were adopted. Thus, compared with the bipolar modulation, the volume and weight of the output filter can be decreased. The freewheeling current flowed through the independent diodes instead of the body diodes of the switches, so reverse recovery losses of diodes can be reduced. Half of the power devices operated in high frequency at each half-line cycle, and the others switched at grid period with zero-current switching (ZCS), therefore, the switching losses can be decreased. The operating principle was provided. Finally, simulation and experimental results verify the theoretical analysis and satisfy the IEEE Std. 929-2 000.
关键词：逆变器；滞环电流控制；半桥；全桥；零电流开关
KEY WORDS: inverter; hysteresis current control; half-bridge; full-bridge; zero-current switching
摘要：提出一种双降压全桥并网逆变器。该逆变器采用滞 环电流控制和单极性调制方式。与双极性调制相比，减小 了输出滤波器的体积和重量。独立续流二极管代替开关管 的体二极管续流，减小了二极管的反向恢复损耗。一半功 率管只在半个工频周期内高频开关，其它功率管为工频且 零电流开关，因此，减小了开关损耗。阐述该逆变器的工 作原理。仿真和实验结果验证了理论分析，并符合 IEEE 929-2000 标准要求。
The National Basic Research Program (973 Program) (2007CB210303); The Aviation Science and Technology Supporting Foundation (05C52006).
到人们的关注。但太阳能电池[1-4]和燃料电池[5-8]等的 输出为直流电，而电网电压为交流电，因此，并网 逆变器[9-11]成为分布式发电系统中的重要组成部分。
第 31 卷 第 12 期 2011 年 4 月 25 日
中国电机工程学报 Proceedings of the CSEE
Vol.31 No.12 Apr.25, 2011 ©2011 Chin.Soc.for Elec.Eng. 29
文章编号：0258-8013 (2011) 12-0029-05 中图分类号：TM 46 文献标志码：A 学科分类号：470·40
grid-connected inverter
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图 2 双降压全桥并网逆变器主要波形图 Fig. 2 Key waveforms of the dual-buck full-bridge
为了保证电网的正常运行，要求并网逆变器具 有高的可靠性。而传统桥式并网逆变器存在桥臂直 通问题，因此，为了保证桥臂功率开关管不直通， 同一桥臂的功率开关管必须设置死区时间，这降低 了进网电流的波形质量。双降压半桥逆变器 (dual-Buck half-bridge inverter，DBHBI)[12-15]由于具 有无传统桥式逆变器桥臂直通问题、开关管无需设 置死区、续流电流流过独立的续流二极管可以进行 优化设计等优点越来越受关注。但 DBHBI 输入直 流电压利用率只有传统全桥逆变器的一半。当其 输出电压为 220 V/50 Hz 时，DBHBI 的输入直流 电压需要 700 V 左右，因此，需选择电压应力为 800 V 以上的开关管。而对于可工作在高频场合 的 MOSFET 来说，选取非常困难。此外，由于该 逆变器输出滤波器前的电压波形为双极性，因此， 输出滤波器的体积和重量相对于单极性而言要大 和重。
图 2 为双降压全桥并网逆变器的主要波形图。 其中，h 为给定电流滞环宽度，iref 为电感电流给定， iLf1 和 iLf2 分别为 iL1 和 iL2 的反馈电流，uds1—uds4 分 别为 S1—S4 漏源极之间的电压，其它参数定义同 图 1。一个工频周期存在 4 个开关模态，其等效电 路如图 3 所示。
1）开关模态 1[iLf2<iref][对应于图 3(a)]：S2 开通， 则 D2 承受的电压为 Uin。iL2 线性增加。
L diL2 dt
= Uin
− ugrid
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(1)
2）开关模态 2[iLf2>iref+h][对应于图 3(b)]：S2
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图 6 为并网逆变器的实验波形。由图 6(a)可知， S1 和 S2 分别在电网电压负半周和正半周高频开关， S1 和 S2 漏源极承受的电压应力都为 Uin。S3 和 S4 分别在电网电压正半周和负半周常通，其它时间常 关。而实验结果中 S3 和 S4 漏源极承受的电压与理 论分析不同之处在于电压达到最大值之后不保持 恒定，其主要原因在于实际功率开关管和二极管都 存在结电容。由图 6(b)可知，电感 L1 和 L2 分别在 电网电压负半周和正半周工作，因此，S3 和 S4 为零 电流开关。由该图可知，电感电流不存在恒频单极 性控制电流过零点畸变问题。由图 6(c)可知，输出 滤波器前的电压 uBC 和 uA 为单极性调制。
图 8 为该并网逆变器的效率曲线。由图 8 可知， 该并网逆变器在整个负载范围内具有高效率，满载
0.95
0.93 0
200 400 600 800 1 000 P0/W
图 8 并网逆变器效率曲线
Fig. 8 Efficiency of grid-connected inverter
4 结论
本文研究了一种双降压全桥并网逆变器。详细 分析了该逆变器的工作原理，并以 1 kW 双降压全 桥并网逆变器为例进行了仿真和实验验证。与传统 全桥逆变器相比，该并网逆变器不存在功率开关管 桥臂直通问题，提高了可靠性；独立续流二极管代 替开关管的体二极管，提高了变换效率；独立续流 二极管的加入，消除了 MOS 管体二极管的损耗， 从而减小的 MOS 管的总损耗，使得损耗分布更均 匀，易于散热设计；采用滞环电流单极性控制不存 在恒频单极性控制电流过零点畸变问题，但由于该 逆变器为变频控制，增加了 EMI 滤波器的设计难 度；该并网逆变器增加了 4 个快恢复二极管，成本 有所增加。与 DBHBI 相比，在相同的输出电压下， 该并网逆变器所需输入电压为 DBHBI 的一半，减 小了开关管的电压应力；采用单极性调制可减小输 出滤波器的体积和重量。
iL1
S1
D3 + Rd uo
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D4
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L2
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S2
(d) 模态 4
图 3 双降压全桥并网逆变器的开关模态图
Fig. 3 Switching modes of the proposed inverter
由图 1 可知，当 iref>0 时，S1 和 S4 关断，因此， 流过 L1 的电流为 0，则 L1 两端的电压也为 0。又由 于 S3 常通，从而得出 uds1 为 Uin，uds4 的最大值为 Uop，以及 D1 承受的电压为 0。S2 高频开关。
ugrid
0.12
IEEE929-2000 标限定值 0.08
ig/A
0.04
仿真结果
0.00
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1
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f/kHz
图 7 实验情况下的进网电流谐波含量 Fig. 7 Harmonic spectrum of ig with experimental results
效率η为 98.8%。其主要原因在于：每半个工频周
1 工作原理
图 1 为双降压全桥并网逆变器主电路图。其中，
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中国电机工程学报
第 31 卷
Uin 为输入电压，S1—S4 为开关管，D1—D4 为二极 管，L1 和 L2 为逆变器侧滤波电感，Lg 为网侧滤波 电感，Cf 为输出滤波电容，iL1 和 iL2 分别为流过 L1 和 L2 的电流，Rd 为阻尼电阻，ugrid 为电网电压，uo 为逆变器输出电压，ig 为进网电流，参考方向如图 1 所示。
ABSTRACT: This paper proposed a dual-Buck full-bridge grid-connected inverter. Hysteresis current control and uniploar modulation were adopted. Thus, compared with the bipolar modulation, the volume and weight of the output filter can be decreased. The freewheeling current flowed through the independent diodes instead of the body diodes of the switches, so reverse recovery losses of diodes can be reduced. Half of the power devices operated in high frequency at each half-line cycle, and the others switched at grid period with zero-current switching (ZCS), therefore, the switching losses can be decreased. The operating principle was provided. Finally, simulation and experimental results verify the theoretical analysis and satisfy the IEEE Std. 929-2 000.
关键词：逆变器；滞环电流控制；半桥；全桥；零电流开关
