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工程师分享：SPWM逆变器死区影响的几种补偿方
法
引言
死区可以避免因桥臂开关管同时导通的故障，但死区同时也引起反馈二极管的续流，使输出电压基波幅值减小，并产生出与死区时间△t及载波比N成比例的3、5、7…次谐波，这是设置死区带来的缺点。
这个缺点对变频调速系统的影响最为显着。
特别是在电机低速运行时，调制波角频率ωs减小，使载波比N相对增大，因此，死区△t中二极管续流引起的基波幅值减小，和3、5、7…次谐波的增大更加严重。
在这种情况下，为了保证系统的正常运行，就必须对死区中二极管续流的这种不良影响进行补偿。
常用的最基本补偿方法有两种：一种是电流反馈型补偿，另一种是电压反馈型补偿。
它们的共同补偿原理就是设法产生一个与二极管续流引起的误差电压波形相似、相位相差180°的补偿电压ucom，来抵消或减弱误差波的影响。
所谓误差波，就是由反馈二极管续流而引起的误差电压。
三相半桥式SPWM逆变器电路图见图1。
电流反馈型补偿
死区设置方式有两种，即双边对称设置和单边不对称设置。
现以双边对称设置方式为例来进行说明，其结果对单边不对称设置方式也同样适用。
带死区的SPWM逆变器在感性负载时，基波幅值的减小与3、5、7…次谐波幅值的增大都与Δtωc=ΔtNωs成正比(ωc为SPWM中三角波电压的角频率)，随着死区时间△t及载波比N的增加，输出电压基波幅值将减小，3、。
SPWM 中电流反馈对死区影响的补偿
对于SPWM 来说，死区影响并非一种负面的状态，其能够有效的避免桥臂开关管在同时导通时发生的故障。
但这并非意味着死区时间对于SPWM 是完全有利的，死区时间有时会引起反馈二极管的续流，此时便会造成一些不必要的错误，本文就将为大家介绍SPWM 逆变器死区时的电流反馈型补偿。
当死区引起反馈二极管的续流时，使输出电压基波幅值减小，并产生出与死区时间△t 及载波比N 成比例的3、5、7…次谐波，这是设置死区带来的缺点。
这个缺点对变频调速系统的影响最为显着。
特别是在电机低速运行时，调制波角频率ωs减小，使载波比N 相对增大，因此，死区△t 中二极管续流引起的基波幅值减小，和3、5、7…次谐波的增大更加严重。
在这种情况下，为了保证系统的正常运行，就必须对死区中二极管续流的这种不良影响进行补偿。
常用的最基本补偿方法有两种：一种是电流反馈型补偿，另一种是电压反馈型补偿。
它们的共同补偿原理就是设法产生一个与二极管续流引起的误差电压波形相似、相位相差180°的补偿电压ucom，来抵消或减弱误差波的影响。
所谓误差波，就是由反馈二极管续流而引起的误差电压。
三相半桥式SPWM 逆变器电路图见图1。
下面就来说一说电流反馈型补偿的方法。
图1
电流反馈型补偿
死区设置方式有两种，即双边对称设置和单边不对称设置。
现以双边对称设置方式为例来进行说明，其结果对单边不对称设置方式也同样适用。
带死区的SPWM 逆变器在感性负载时，基波幅值的减小与3、5、7…次谐。
各控制参数对三相SPWM逆变器死区效应影响的研究【摘要】本文简单介绍了三相SPWM逆变器及其死区时间，建立了电路的MATLAB仿真模型，根据仿真结果讨论了基波频率，调制度，载波比这些参数对死区效应产生的影响。
【关键词】逆变器;基波频率;调制度;载波比;死区效应1.三相SPWM逆变电路及其死区时间设置SPWM法就是用脉冲宽度按正弦规律变化且和正弦波等效的SPWM 波形控制逆变电路中开关器件的通断，使其输出的脉冲电压面积与所希望输出的正弦波在相应区间内的面积相等，通过改变调制波的频率和幅值则可调节逆变电路输出的电压和幅值。
在三相SPWM桥式逆变电路中，一般采用双极性SPWM调制技术。
在理想情况下，逆变器每个桥臂的上下两个开关器件严格轮流导通和关断。
但实际情况是，每个器件的通、断都需要一定的时间，尤其是关断时间比导通时间更长。
在关断过程中，如果截止的器件立即导通，必然引起桥臂短路。
为了防止这种情况发生，必须在驱动信号中引入一段死区时间Td。
在此时间内，桥臂的工作状态将取决于两个续流二极管和该相电流的方向，死区的加入将引起死区效应，导致逆变器的输出波形崎变，可以通过改变调制波的频率和幅值调节输出电压波形，分析它们对死区效应的影响。
2.三相SPWM逆变电路及其仿真技术图1为三相桥式SPWM型逆变电路，对应的图2为三相桥式SPWM型逆变电路的仿真模型图，其中载波频率为7500Hz，基波频率为500Hz，载波比为15，载波幅度为0.9，调制波幅度为1，调制比为0.9。
逆变器主电路通过六个IGBT/Diode开关构成，由SPWM PULSE提供驱动信号，驱动信号是由载波与三个不同相位的信号波的大小比较得到三路互补的控制信号，分别控制六个功率器件的通断，最终通过电压测量模块测出U、V、W相的电压。
图1 三相电压型桥式逆变电路图2 三相SPWM逆变器的仿真图3.各控制参数对SPWM逆变器死区效应的影响在三相SPWM逆变器的仿真模型图2中，加入死区时间后，可以通过改变载波比、输出基波频率以及调制度来分析这些控制参数对SPWM逆变器死区效应产生的影响，通过观察输出基波和各次谐波幅值的变化，得出结论。
三相三线制SPWM逆变器死区效应分析林钊;马皓;尹艺迪;王小瑞【摘要】针对死区时间的加入所带来的死区效应(如对输出电压基波和低次谐波含量的影响),建立了定量计算的数学模型,详细分析了不同条件下,死区效应与死区时间、调制系数、开关频率和功率因数角之间的关系.在Matlab上对其进行了Simulink仿真,在一台3 kW三相三线制逆变器上进行了实验.理论分析结果表明,死区时间的引入会降低输出电压基波幅值和增大低次谐波的含量.理论曲线和仿真、实验数据拟合曲线基本吻合,验证了数学模型的正确性.该分析对SPWM逆变器的设计具有一定的参考意义.%Aiming at the dead-time effect caused by the dead time, such as the influence on fundamental wave of the output voltage and low harmonic content,a mathematical model was established. The relationship was analyzed between the dead-time effect and dead time, modulation coefficient, switching frequency and power factor angle on different conditions detailedly. The simulation was carried out in Matlab,and the experiment was proceeded in a 3 kW three-phase three-wire inverter. The theoretical analysis shows that dead time can reduce the output voltage fundamental amplitude and increase the low harmonic content. Theoretical curves coincide with fitting curves of simulation, experimental data basically, which verifies the correctness of the mathematical model and it has certain reference significance for the design of SPWM inverter.【期刊名称】《机电工程》【年(卷),期】2012(029)009【总页数】5页(P1090-1094)【关键词】三相三线制;SPWM逆变器;死区效应【作者】林钊;马皓;尹艺迪;王小瑞【作者单位】浙江大学电气工程学院,浙江杭州310027;浙江大学电气工程学院,浙江杭州310027;浙江大学电气工程学院,浙江杭州310027;浙江大学电气工程学院,浙江杭州310027【正文语种】中文【中图分类】TM4640 引言在三相半桥SPWM逆变电路中，为了防止同一桥臂上、下开关管的导通，研究者通常在开关管导通前加入一小段“死区时间”。
数控电气传动中的SPWM波形缺点及改进分析谢超明【摘要】摘要：本文主要介绍正弦脉冲宽度调制(SPWM)的基本工作原理,分析电气控制系统中SPWM波形的缺点,如不能消除足够多的谐波、死区效应及存在过零点振荡等,并针对这些缺点提出相应的改进措施,以提高其控制性能。
【期刊名称】数字技术与应用【年(卷),期】2014(000)008【总页数】2【关键词】正弦脉冲宽度调制死区效应谐波过零点振荡正弦脉冲宽度调制(SPWM)是通过改变PWM输出脉冲的宽度，使输出电压的平均值接近正弦波的控制方式，在现代变频调速系统中应用极为广泛。
具有输出谐波小、结构简单调节方便等优点，是逆变电路常采用的方法。
然而也有许多缺点，如直流电压利用率低、谐波含量大、开关频率高等。
本文主要分析正弦脉冲宽度调制(SPWM)的基本原理，分析其主要缺点并提出相应的改进措施。
1 SPWM即正弦脉冲宽度调制的基本原理以单相逆变器的单脉冲调制电路图(1)为例。
图（1）所示为逆变器的理想输出电压的正弦波，通过改变大功率晶体管T1-T4导通和截止状态，可将逆变电路的直流Vd输入，变换输出为三种输出状态值±Vd，0。
对上述调制电路中大功率晶体管T1-T4实时的通断控制，可实现半周期中产生若干个交流电压为Vab的脉冲电压，如图（2）所示，图中将正、负半周等分为5个时区，则在每个时区都会产生有一个幅值相同、宽度不同的电压脉冲，即5个脉冲电压的宽度分别为θ1，θ2，θ3，θ4，θ5，幅值Vd1=Vd2=…=Vd5。
如果要求任何一个时间段的矩形脉冲电压等效于该时间段的正弦电压，按照面积等效法，应该使该时段电压和时间的乘积相等。
据采样控制理论——冲量等效原理：大小、波形不同的两个窄脉冲电压作用于L、R电路时，只要两个窄脉冲电压的冲量相等，则它们所形成的电流相应就相同[1]。
2 SPWM的主要缺点对于SPWM波形的生成中，受很多因素的影响。
2.1 开关器件本身的开通和关断时间的影响,造成一定的死区时间,会影响输出电压波形电路工作过程中，由于受开关器件本身的开通和关断时间的影响，造成一定的延迟时间，即死区时间。
开关死区对SPWM逆变器输出电压波形的影响类别：电源技术阅读：1379作者：北京航天工业总公司二院206所刘凤君（北京100854）来源：《电源技术应用》开关死区对SPWM逆变器输出电压波形的影响摘要：分析开关死区对SPWM逆变器输出电压波形的影响，讨论考虑开关死区时的谐波分析方法，并导出谐波计算公式。
用计算机辅助分析和实验方法对理想的和实际的SPWM逆变器进行对比研究，得出一些不同于现有理论的结果。
关键词：逆变器脉宽调制谐波开关死区 1 引言对于SPWM三相半桥式逆变器，由于开关管固有开关时间ts的影响，开通时间ton往往小于关断时间toff，因此容易发生同臂两只开关管同时导通的短路故障。
为了避免这种故障的发生，通常要设置开关死区△t，以保证同桥臂上的一只开关管可靠关断后，另一只开关管才能开通。
死区的设置方式有两种：一种是提前△t/2关断、延滞△t/2开通的双边对称设置；另一种是按时关断、延滞△t开通的单边不对称设置。
典型的电压型三相SPWM半桥式逆变器如图1（a）所示。
其中图1（b）是死区对称设置时的波形图；图1（c）是死区不对称设置时的波形图。
在这两种波形图中，uAO为相与直流电源中点“0”之间的理想电压波形（载波比N=(ωc/ωs)=9），uAO′为设置死区时的电压波形。
在感性负载时，当V1导通时A点为+(Ud/2)，当V4导通时A点为-(Ud/2)。
在死区△t内V1和V4都不导通时，感性负载使D1和D4续流以保持电流iA连续。
当iA为正时D4续流，A点与直流电源负极接通，A点电位为-(Ud/2)；当iA为负时D1续流，A点与直流电源正极接通，A点电位为+(Ud/2)，这样就产生了误差电压uD1.4。
uD1.4与uAO′叠加就产生出实际输出电压uAO″。
比较uAO″与uAO可知，实际输出电压发生了畸变。
在iA为正时所有正脉冲宽度都减小△t，所有负脉冲宽度都增加△t；在iA为负时所有负脉冲宽度都减小△t，所有正脉冲宽度都增加△t。
这是由死区△t内的二极管续流造成的，畸变后的实际输出电压波形如图中uAO″所示。
2 实际输出电压uAO″的谐波分析假定载波与调制波不同步，则在调制波各周期中所包含的脉冲模式就不相同，因此不能用调制波角频率ωs为基准，而应当用载波角频率ωc为基准。
这样，研究它的基波与基波谐波、载波与载波谐波及其上下边频的分布情况时，就能很方便地用双重傅立叶级数来表示：2．1 死区双边对称设置时uAO′的谐波分析如图1(b)所示，uAO′相当于二极管不续流时输出电压的波形。
载波三角波的方程式为：正弦调制波的方程式为：us=Ussinωst 对于理想波uAO，二阶SPWM波正脉冲前沿（负脉冲后沿）采样点a为：Ussinωst=-(ωct-2π-π/2)2Uc/π-Uc令x=ωct；y=ωst；M=Us/Uc，则可得x=2πk+π/2-π/2(1+Msiny)二阶SPWM波负脉冲前沿（正脉冲后沿）采样点b为：Ussinωst=(ωct-2πk-π/2)2Uc/π-Ucx=2πk+π/2+π/2(1+Msiny) 对于图1(b)中uAO′，在x=ωct的2πk－π/2到2π(k＋1)－π/2区间内，可以得到二阶SPWM波的时间函数为：y=（ωs/ωc)x,k=0,1,2,3…经分析可以得出：2．2 对死区双边对称设置时uD1.4的谐波分析图（1）b中误差波uD1.4，其双重傅立叶级数中的Amn+jBmn=-(Ud/mπ)Jn((mMπ/2))[cos(m+n]π+1]sinm(△tωc) (3) 对于载波及载波m次谐波的上下边频：2．3 死区双边对称设置时uAO″的谐波分析由图1（b）可知，实际波uAO″等于有死区波uAO′与误差波uD1.4之和。
由于死区是双边对称设置，所以uAO′与调制波uS相位相同，电流iA滞后于uAO′一个φ角，而误差波uD1.4又与iA相位相反，因此，uD1.4的相位超前于uAO′180°－φ,如图（2）所示。
因此，当以uAO′的相位为基准时可得：uAO′与uD1.4的基波幅值uAO（1）′=MUd/2;UD1.4(1)=(2Ud/π2)△tωc,由图（2）可知：uAO″的基波幅值UAO（1）″的初相位角2．4 死区单边不对称设置时uAO″的谐波分析对于图1（c），由于死区是不对称设置，即只在脉冲前沿设有死区△t，故uAO′滞后于调制波us的相位角为△tωs/2。
但当以uAO′的相位为基准时，uAO″、uAO′、uD1.4的相位关系与对称设置时相同，故按着与前面相同的方法可以得到：3 死区对输出电压波形影响的分析无死区理想波uAO的双重傅立叶级数方程式，可以用方程式（2）令△t=0得到：当死区双边对称设置时，理想波uAO与实际波uAO″之间的偏差电压udev由图1(b)，可知：偏差电压udev的相位与电流iA相同，与误差电压uD1.4相位相反。
将方程式（6）、（7）与方程式（8）比较可知，死区对输出电压的波形存在着明显的影响，影响的大小与死区△t的值和载波比N有关。
●死区△t的影响：空载时二极管不续流，死区对输出电压影响不大，感性负载时二极管续流产生误差波uD1.4，使输出电压基波幅值减小，相位超前φ′角，并出现了幅值为(2Ud/π2)(1/n)△tωc的3、5、7……次谐波，死区△t越大，这种影响越大。
●载波比N的影响：方程（6）、（7）中的ωc=Nωs，所以当N增大时，输出电压基波幅值的减小和3、5、7……次谐波的增大更严重。
输出电压uAO″方程中产生的3、5、7……次谐波，随着N的增大而上升；而uAO″中的载波下边频产生的3、5、7……次谐波，随着N的增大而减小。
因此，输出电压uAO″中3、5、7……次谐波的总和，随着N的增加呈现出先减小而后增大的变化，中间有一个使3、5、7……次谐波含量为最小的最佳载波比N。
这就打破了SPWM逆变器随着N的增大而使低次谐波含量减小的传统理论。
4 计算机辅助分析和实验曲线4．1 死区△t对输出电压基波幅值的影响图（3）给出了输出频率为40Hz、M=0.8、N=15、cosφ≈1和cosφ=0.8时基波幅值与死区△t的关系曲线，可以看出随着△t的增大基波幅值下降，当cosφ≈1时基波线性下降。
4．2 载波比N对输出基波电压和3、5、7……次谐波的影响图（4）给出了输出频率为40Hz、M=0.8、△t=40μs、cosφ=0.8时基波幅值和3、5、7……次谐波幅值与载波比N的关系曲线，可以看出随着N的增大基波幅值大幅度降低，当N=99时基波幅值降低到理论值的37％；随着N的增大，3、5、7……次谐波的幅值先是下降，当N>15时开始显著上升。
对于3次谐波，当N=9时为最小，当N>9时随着N的增加显著上升，当N=99时上升到基波理论值的21％。
由此图可知N=15时是最佳载波比。
5 结语在SPWM逆变器中，设置死区△t对输出电压波形有明显的影响：（1）使输出电压基波幅值减小，并产生出与△tN成正比的3、5、7……次谐波。
（2）对于有死区的SPWM逆变器，随着载波N 的增大，输出电压uAO″中的3、5、7……次谐波幅值先是减小，当N>15以后显著增大。
不像传统理论中所说的，随着载波N的增大，低次谐波含量将逐渐减小的结论。
逆变电源因负载变化产生波形畸变问题解决方案/来源：元器件交易网日期：2011年11月28日闭环调节脉宽调制(PWM)的逆变电源在各种类型的交流供电系统中得到了广泛的应用，例如：不间断电源(UPS)，电压调节器(A VR)，可编程交流电源(PAS)等。
在这些系统中，要求能在瞬时或周期性的负载变动下，输出低谐波含量的波形。
许多研究方案利用瞬时反馈控制技术，如：瞬时电压电流跟踪法[1]、无差拍控制法[2][3]、状态反馈控制法[4]，获得了较好的动态响应。
但是这类方法只能使系统对于瞬时的负载变化有较好的调节能力，而对周期性的负载变动所产生的周期性谐波抑制能力则很差。
因此，这类系统对于非线性负载，如整流性负载，其输出总谐波含量仍然很高。
另外，上述几种瞬时反馈控制的方法，从自身控制原理上讲仍存在不足之处，也妨碍了它们的进一步推广应用。
其中，瞬时电压电流跟踪法，即所谓两态(或三态)滞环控制(Delta-PWM)，电路的开关频率较高，且随精度要求的提高而提高，而且开关频率随其跟随的输出幅值变化而变化，谐波成分随机分布，输出频谱的分析较为困难，也不利于输出滤波器的设计[5]。
状态反馈控制的设计基于系统的精确数学模型，并要求状态反馈增益进行优化设计以增加系统的鲁棒性，而这两方面的误差都可能很大，从而降低了系统的性能。
至于无差拍控制，由于其原理是基于电路计算的方法，因而对电路中元件参数的变化非常敏感，这对于负载经常变动的应用场合更不适用。
虽然有的文献也提出了改进的方案，如添加负载参数辨识器[3]，但效果仍然不理想。
PWM逆变电源性能的好坏最终取决于控制策略的优劣。
自适应控制作为一种现代控制的方法，适用于系统数学模型未知，或者运行过程中会发生变化的情况，这无疑为解决逆变电源因负载变化而产生波形畸变的问题提供了一条思路。
笔者正在基于DSP和单片机196的硬件基础上对该种自适应逆变电源进行深入的研究，它能自动地消除由于未知的负载周期性扰动所产生的交流周期畸变，大大提高了电源的品质。
2工作原理见图1，在该系统中，将逆变桥、LC滤波器及整流性RC负载的整体作为系统的控制对象。
其中，Ud图1自适应PWM逆变电源硬件结构图为直流电源电压，g1，g2，g3，g4为功率管开关信号，U1，U2分别为电流、电压反馈信号。
该自适应控制方案由图2表示。
其中：r(k)—参考信号;y(k)—系统输出;e(k)—误差信号;Q(z-1)、S(k,z-1)—辅助补偿器;rc(k)—经补偿后的参考信号;P(k,z-1)—系统受控对象的闭环传递函数。
该控制系统主要包括两个部分：其一为离散重复控制器，另一为自适应参数调节器。
它们的工作原理如下：(1)离散重复控制器重复控制是指能消除所有包含在稳定闭环内的周期性误差的控制方案，如图3所示。
其中，P(z-1)代表被控对象的传函，d(k)为干扰信号，其余信号的定义与图2中相同。
由图可得：E(z-1)和D(z-1)为e(k)，d(k)的Z变换，若d(k)是一个周期为N的扰动，则其Fourier变换为|Cn|代表Fourier系数而传函在频域内可表示为若Q(z-1)=1且P(z-1)是稳定的，则|H(jω)|=0(ω=2nπ/N，n=0，…，N-1)这表明这些周期性误差能被重复控制器所消除，在这种情况下就能获得无误差的跟随。
但是，这就要求有很强的稳定度。
