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One Technology Way • P .O. Box 9106 • Norwood, MA 02062-9106, U.S.A. • 电话: 781.329.4700 • 传真: 781.461.3113 • AN-1393应用笔记将系统级保护和测量要求转换成ADC 规格作者：Aileen Ritchie 和Claire Croke简介本应用笔记提供指南，概述如何将输配电应用的系统级要求转换成ADI 数据手册中提供的模数转换器(ADC)规格。
这些指南描述了测量和保护设备对系统级性能的影响。
本应用笔记使用AD7779作为参考。
但是，本应用笔记介绍的一般原则适用于ADI 的所有ADC 。
系统级要求尽管系统级规格因应用而异，但是一些关键要求可运用至大部分应用，包括最大和最小标称工作电流(I NOM )和精度规格。
精度通常取决于测量或保护标准，规定了电流、电压或电能测量值的特定百分比误差。
主要规格ADC 或数据采集系统(DAQ)的交流或动态性能表示为给定输入频率和采样速率(f S )或输出数据速率(ODR)下的SNR 、SINAD 和THD 。
这些主要规格和描述如下所示：• 信噪比(SNR)指实际输入信号的均方根值与奈奎斯特频率以下除谐波和直流以外所有其它频谱成分的均方根和之比。
SNR 用dB 表示。
• 动态范围(DR)指DAQ/ADC 产生的最大输入信号与最小输入信号之比。
DR 用dB 表示。
• 信纳比(SINAD)指实际输入信号的均方根值与奈奎斯特频率以下包括谐波但排除直流的所有其它频谱成分的均方根和之比。
SINAD 一般用于衡量ADC 或DAQ 信号链的测量分辨率。
SINAD 用dB 表示。
• 总谐波失真(THD)指前五个谐波成分的均方根和与满量程输入信号的均方根值之比。
THD 用dB 表示。
有关主要规格的详情，请参见MT-003：解SINAD 、ENOB 、SNR 、THD 、THD + N 和SFDR ，不在噪底中迷失。
电路笔记CN-0382Circuits from the Lab® reference designs are engineered and tested for quick and easy system integration to help solve today’s analog, mixed-signal, and RF design challenges. For more information and/or support, visit /CN0382.连接/参考器件AD7124-4 集成PGA和基准电压源的低功耗24位Σ-Δ型ADCAD5421 16位、环路供电、4 mA至20 mA DAC AD5700 低功耗HART调制解调器SPI隔离器ADuM1441ADP162超低静态电流、150 mA CMOS线性稳压器ADG5433高压防闩锁型三通道SPDT开关Rev. 0Circuits from the Lab® reference designs from Analog Devices have been designed and built by Analog Devices engineers. Standard engineering practices have been employed in the design and construction of each circuit, and their function and performance have been tested and veri ed in a labenvironment at room temperature. However, you are solely responsible for testing the circuit and determining its suitability and applicability for your use and application. Accordingly, in no event shall Analog Devices be liable for direct, indirect, special, incidental, consequential or punitive damages due to any cause whatsoever connected to the use of any Circ uits from the Lab circuits. (Continued on last page) One Technology Way, P.O. Box 9106, Norwood, MA 02062-9106, U.S.A. Tel: 781.329.4700 Fax: 781.461.3113 ©2015 Analog Devices, Inc. All rights reserved.采用低功耗、精密、24位Σ-Δ型ADC的隔离式4 mA至20 mA/HART工业温度和压力变送器评估和设计支持电路评估板DEM O-AD7124-DZ评估板设计和集成文件原理图、布局文件、物料清单、代码示例电路功能与优势图1所示电路是一种隔离式智能工业现场仪表，可与许多类型的模拟传感器，如温度传感器(Pt100、Pt1000、热电偶)或桥式压力传感器等接口。
使用SigmaDeltaADC时容易被忽略的问题最近见到不少帖子说，SigmaDelta型ADC不稳定。
其实大多数不是ADC的问题。
而是没有深刻理解SigmaDelta型ADC的原理和内部结构。
∑－△型ADC是一类利用过采样原理来扩展分辨率的模数转换器件，从原理上看，∑－△型ADC利用非常低分辨率的ADC(一般1bit)的ADC通过高速过采样，得到码流后量化得到数字量。
因为1bit ADC 就是一个比较器，1bitDAC也可以用模拟开关来实现；加之滤波和量化工作也是全数字实现的，所以∑－△型ADC更像是数字器件而不是模拟器件。
这最大可能的避免了模拟电路的漂移、批次性问题。
因此∑－△型ADC可以很容易达到高精度和高分辨率。
下面看图4.2：一个带锁存的比较器作为1bitADC，其输出码流分2路，一路给数字滤波和量化用，另一路反馈到减法器。
积分器的作用就是对减法器后的输入信号求平均。
关于∑－△调制和过采样的原理，很多教科书都是搬弄一大堆的公式和定理，证明码流平均值正比输入电压就了事。
没有让读者真正理解，害了不少人。
我觉得，从大家都熟悉的运放负反馈虚短路的知识，很容易理解∑－△调制的原理。
图4.2的整个环路构成典型的负反馈，那么由反馈理论可知，只要比较器（相当于运放）的开环增益足够大，A点会非常接近0V（虚地），即DAC的码流平均值（积分器就是求平均）一定会非常接近输入信号Vin／Vref的值。
数字滤波和量化器功能就是一低通滤波器，就是将码流的平均值（低频量）取出作为ADC转换结果。
上面分析了∑－△型ADC的基本原理。
在实际的∑－△型ADC芯片中，都采用开关电容电路来实现输入、减法器、积分器、基准切换功能。
这样便于纯数字方法实现。
很多∑－△型ADC内置可编程增益放大器（PGA），非常方便与电桥、热电偶等微弱信号传感器连接。
PGA 的实现其实也是靠改变开关电容采样、积分与读出的速度比来实现的，仍然是纯数字电路实现，不存在运算放大器的漂移、失调、上下轨等问题。
Σ-Δ模/数转换器(ADC)的工作原理本文深入介绍-模/数转换器(ADC)的工作原理，重点关注难以理解的数字概念:过采样、噪声整形和抽样滤波等。
同时包括-转换器的多种应用。
最新的-转换器通常具有较高分辨率、高度集成、低功耗以及较低成本，使其成为过程控制、高精度温度测量以及电子称等应用的上佳ADC选择。
但由于设计者往往不太了解-类型的转换器，而选择传统的SAR ADC。
-转换器(1位ADC)的模拟侧非常简单；数字侧执行滤波和抽样，比较复杂，这部分使得- ADC的生产成本较低。
为理解转换器工作原理，您必须熟悉过采样、噪声整形、数字滤波以及抽样等概念。
本应用笔记涵盖了上述主题。
过采样首先，考虑输入信号为正弦波时传统多位ADC的频域传递函数。
以频率Fs对该输入进行采样。
根据奈奎斯特定理，Fs必须至少为输入信号带宽的两倍。
观察数字输出的FFT分析结果，我们可看到一个单音和大量随机噪声，从直流延伸至Fs/2 (图1)。
这些噪声称为量化噪声，对该结果可以按照以下考虑：ADC输入为连续信号，具有无限可能的状态，但数字输出为离散函数，其不同状态的数量取决于转换器的分辨率。
所以，从模拟到数字的转换损失了某些信息，在信号中引入了一定程度的失真。
该误差的幅值是随机的，最大为LSB。
图1. 多位ADC的FFT谱图，采样频率为FS如果我们将基频幅值除以所有噪声频率的RMS和，则得到信噪比(SNR)。
对于N位的ADC，SNR = 6.02N + 1.76dB。
为提高传统ADC的SNR(并进而提高信号复现的精度)，就必须提高位数。
仍以上例为例，但将采样频率提高，采用过采样因子k，达到kFs(图2)。
FFT分析结果表明噪底降低。
SNR与之前相同，但噪声能量已经分散至较宽的频率范围。
-转换器利用这一原理，在1位ADC之后增加了数字滤波器(图3)。
由于大多数噪声被数字滤波器滤除，所以RMS噪声较低。
这种方法使得-转换器以较低分辨率的ADC实现较宽动态范围。
∑–△型模数转换器(ADC)1.概述近年来，随着超大规模集成电路制造水平的提高，Σ-Δ型模数转换器正以其分辨率高、线性度好、成本低等特点得到越来越广泛的应用。
Σ-Δ型模数转换器方案早在20世纪60年代就已经有人提出，然而，直到不久前，在器件商品化生产方面，这种工艺还是行不通的。
今天，随着1微米技术的成熟及更小的CMOS几何尺寸，Σ-Δ结构的模数转换器将会越来越多地出现在一些特定的应用领域中。
特别是在混合信号集成电路(Mixed-signal ICs，指在单一芯片中集成有模数转换器、数模转换器以及数字信号处理器功能的集成电路芯片)中。
目前，Σ-Δ型模数转换器主要用于高分辨率的中、低频(低至直流)测量和数字音频电路。
用于低频测量的典型芯片有16位分辨的AD7701，24位分辨的AD7731等；用于高品质数字音频场合的典型芯片有18位分辨率的AD1879等。
随着设计和工艺的水平的提高，目前已经出现了高速Σ-Δ型模数转换器产品。
2. ∑–△型ADC的理论基础与一般的ADC不同，∑–△型ADC不是直接根据抽样数据的每一个样值的大小进行量化编码，而是根据前一量值与后一量值的差值即所谓的增量的大小来进行量化编码。
从某种意义上讲，它是根据信号波形的包络线进行量化编码的。
∑–△型ADC由两部分组成，第一部分为模拟∑–△调制器，第二部分为数字抽取滤波器，如下图所示。
∑–△调制器以极高的抽样频率对输入模拟信号进行抽样，并对两个抽样之间的差值进行低位量化，从而得到用低位数码表示的数字信号即∑–△码；然后将这种∑–△码送给第二部分的数字抽取滤波器进行抽取滤波，从而得到高分辨率的线性脉冲编码调制的数字信号。
因此抽取滤波器实际上相当于一个码型变换器。
由于∑–△调制器具有极高的抽样速率，通常比奈奎斯特抽样频率高出许多倍，因此∑–△调制器又称为过抽样ADC转换器。
这种类型的ADC采用了极低位的量化器，从而避免了制造高位转换器和高精度电阻网络的困难；另一方面，因为它采用了∑–△调制技术和数字抽取滤波，可以获得极高的分辨率；同时由于采用了低位量化输出的∑–△码，不会对抽样值幅度变化敏感，而且由于码位低，抽样与量化编码可以同时完成，几乎不花时间，因此不需要采样保持电路，这就使得采样系统的构成大为简化。
ADC的主要趋势之一是分辨率越来越高。
这一趋势影响各种应用，包括工厂自动化、温度检测和数据采集。
对更高分辨率的需求正促使设计者从传统的12位逐次逼近寄存器（SAR）ADC转至分辨率高达24位的Δ-ΣADC。
所有的ADC都会具有一定的噪声，这包括输入参考噪声（ADC固有噪声）和量化噪声（ADC转换时产生的噪声）。
诸如噪声、ENOB（有效位数）、有效分辨率和无噪声分辨率等指标在很大程度上定义了ADC的实际精度。
所以，理解与噪声相关的性能指标是从SAR 过渡至Δ-ΣADC最困难的方面之一。
由于当前对更高分辨率的迫切需求，设计者必须更好地理解ADC噪声、ENOB、有效分辨率，以及信噪比（SNR）。
本文的目的正基于此。
Δ-ΣADC的更高分辨率和价值在过去，12位SAR ADC通常足以满足各种信号和电压输入的测量。
如果应用中需要更为精细的测量，可在ADC之前增加增益级或可编程增益放大器（PGA）。
分辨率为16位时，设计者的选择仍然主要是SAR ADC，但也包括部分Δ-ΣADC。
然而，对于需要16位以上分辨率的设计，Δ-ΣADC则更为普遍。
SAR ADC目前受限于18位，而Δ-ΣADC则延伸至18、20和24位。
Δ-ΣADC还有其它优势。
其价格在过去10年中已大幅下降，使用越来越简单，已被广泛接受。
有效分辨率有效分辨率由下式定义（以位为单位）：有效分辨率= log2 ［满幅输入电压范围/ADC RMS噪声］或更为简单：有效分辨率= log2 ［VIN/VRMS NOISE］切勿将有效分辨率与ENOB相混淆，尽管两者听起来非常类似。
测量ENOB的最常见方法是对ADC的正弦波输入进行FFT分析。
IEEE（r）标准1057将ENOB定义为：ENOB = log2 ［满幅输入电压范围/（ADC RMS噪声×√12）］SINAD定义为信噪比加失真比。
SINAD和ENOB用于衡量ADC的动态性能。
所以：SINAD = ［RMS输入电压/RMS噪声电压］式中，RMS噪声= 1/M［eq1。
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-58"5&0'!3 $-/$5,!4/23 $ !$# WITH 0'!s 6 图1.采用PGA 的Σ-Δ型ADC 本应用笔记将讨论该PGA 的用处和优点。
输入范围AD7708/AD7709/AD7718/AD7719上的可编程增益放大器(PGA)为ADC 提供八种输入范围。
2.5 V 基准电压下，八种差分范围标称为±2.56 V 、±1.28 V 、±640 mV 、±320 mV 、±160 mV 、±80 mV 、±40 mV 和±20 mV 。
单极性模式下，范围为0 V 至2.56 V ，依此类推。
如果基准电压增倍至5 V ，则每种范围的最大满量程输入翻倍，同样，如果基准电压减半，则满量程范围也减半。
因此，任何PGA 设定的实际信号范围为：-58"5&0'!3 $-/$5,!4/2ps 62%&其中RN 为3位信号RN[2:0]的值。
现在对于RNRN ，假定基准电压为2.5 V ，则RN[2:0] = 111时的范围等于±2.56 V ，也称为1增益范围。
AD7782/AD7783上提供两种范围，±2.56 V 和±160 mV 。
超量程能力当RN[2:0] = 111时，2.5 V 基准电压下的输入范围为±2.56 V ，即最大满量程输入为基准电压输入的1.024倍。
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REV. 0
简介
AD7708/AD7718、AD7709、AD7719、AD7782/AD7783高分
辨率Σ-Δ型ADC 全部在Σ-Δ调制器输入端集成了可编程增益放大器(PGA)，如图1所示。
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s 6 图1.采用PGA 的Σ-Δ型ADC 本应用笔记将讨论该PGA 的用处和优点。
输入范围
AD7708/AD7709/AD7718/AD7719上的可编程增益放大器(PGA)为ADC 提供八种输入范围。
2.5 V 基准电压下，八种差分范围标称为±2.56 V 、±1.28 V 、±640 mV 、±320 mV 、±160 mV 、±80 mV 、±40 mV 和±20 mV 。
单极性模式下，范围为0 V 至2.56 V ，依此类推。
如果基准电压增倍至5 V ，则每种范围的最大满量程输入翻倍，同样，如果基准电压减半，则满量程范围也减半。
因此，任何PGA 设定的实际信号范围为：
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其中RN 为3位信号RN[2:0]的值。
现在对于RNRN ，假定基
准电压为2.5 V ，则RN[2:0] = 111时的范围等于±2.56 V ，也
称为1增益范围。
AD7782/AD7783上提供两种范围，±2.56 V 和±160 mV 。
超量程能力
当RN[2:0] = 111时，2.5 V 基准电压下的输入范围为±2.56 V ，即最大满量程输入为基准电压输入的1.024倍。
这充分说明ADC 具有2.4%的超量程能力，因此可将信号转换至稍高于基准电压。
如果执行系统满量程校准则需考虑此点，因为施加
+V 的满量程输入和启动系统满量程校准会将+2.5 V 基准电压下的输入范围改变为±V REF ，即±2.5 V 。
内部满量程校准会将V REF 从内部连接至ADC 输入端以便进行校准，但校准程序将补偿2.4%的超量程，使校准后的范围变为±2.56 V 。
噪声和分辨率
具备PGA 的主要好处是在增益增加时可减少噪声(µV)。
实际上，输入信号在施加于ADC 前已放大，但噪声贡献不会同样放大，这使得信噪比得以改善。
噪声在移至下一最高增益时不会减半，因此选择较高增益时分辨率（单位为位）会减小（高增益设置下的LSB 小于低增益设置下的LSB ）。
不过，给定输入范围的分辨率在高增益设置下确实有所改善。
例如，20 mV 满量程输入信号可在20 mV 范围内以0.52 µV 均方根噪声进行转换，如果在2.56 V 范围内转换同一信号，噪声将变为2 µV 。
因此，在高增益范围内可实现20 mV 的150 ppm 峰峰值噪声分辨率，但在2.56 V 范围内只能实现20 mV 信号的600 ppm 峰峰值分辨率。
表I 显示的是AD7719在给定更新速率下相对于所有范围的典型噪声。
表I . A D 7719在19.79 Hz 更新速率下的非缓冲模式均方根噪声
±2.56 V
±1.28 V ±640 mV ±320 mV ±160 mV ±80 mV ±40 mV ±20 mV 均方根噪声峰峰值分辨率
2.0 µV 18.5位
1.21 µV 18位
0.82 µV 17.5位
0.56 µV 17位
0.56 µV 16位
0.56 µV 15位
0.56 µV 14位
0.52 µV 13位
Σ-Δ型A DC 上的P G A
作者：Adr ian She rr y
AN-610应用笔记
AN-610
Rev. 0
–2–失调误差
许多其他ADC 均具有PGA ，改变范围时会出现一个问题，即ADC 失调会随范围变化，因此改变增益后一般需要进行失调校准。
不过，对于该系列的斩波ADC ，ADC 失调误差微不足道，因此改变范围时ADC 失调没有明显变化。
如果在禁用斩波的情况下使用AD7708或AD7718，改变范围时应执行失调校准。
范围匹配
以前的PGA 实现方案部分依赖二进制加权电路单元等技术，这些元件在增益改变时会选择性地接通或切断。
由于这些元件间存在制造不匹配，范围改变时，增益不会准确地放大两倍，也就是说模拟输入将根据选择的增益转换为不同值。
ADI 公司的该ADC 系列使用专有开关方案，利用按比例调整的采样速率实现PGA 。
这样可以获得不同范围间的出色匹配，也就是给定模拟输入在不同范围内转换为很相近的值。
范围匹配规格的典型值为±2µV ，这表示所有八个范围内固定输入转换结果间通常仅有±2µV 的差异。
（请注意，2.56 V 范围内的峰峰值噪声大于该2 µV 数值，所以本文讨论的是多次转换的平均直流结果而非单个读数。
）
极小的失调误差和精确的增益匹配相结合，使用ADC 自动转换范围的过程大大简化。
如果输入信号为低电平，可在高增益设置下以最大分辨率进行转换，而如果信号超出ADC 量程，则可以选择并立即使用下一较低增益设置，而无需重新校准ADC 。
图2显示的是在所有八个范围内进行转换的19.92 mV 信号。
范围改变时，未执行失调或增益校准。
可以看出，在八个范围内，平均代码差异仅为2 µV 至3 µV 。
2.
M6
图2.所有范围内的范围匹配
校准
精确增益跟踪的主要优势是在一个增益设置下执行的ADC 校准在其他增益设置下也有效。
以前，每当增益改变，大多数具有PGA 的ADC 必须重新校准，这降低了ADC 吞吐量；而现在，执行一次ADC 增益校准便足够。
这样ADC 只需在工厂执行2.56 V 范围上的校准，便可用于任何其他范围，无需重新校准。
AD7708/AD7718/AD7719虽然提供了内部ADC 校准模式，但仅适用于ADC 工作条件与数据手册内提供的工厂校准条件存在巨大差异的情况。
根据数据手册内提供的PSR 、增益漂移与温度规格的关系，可以确定预期增益变化。
如果最大预期增益变化高于应用的误差预算，则可定期执行重新校准。
失调寄存器
对于AD7708/AD7718/AD7719，有一种情况可使ADC 在不同范围内产生明显不同的转换结果：失调寄存器含有默认8000(00)H 以外的值，这是系统失调校准或对失调寄存器进行写入导致的。
失调寄存器LSB 加权取决于选定范围，因此8001(00)H 值在2.56 V 范围内移除的失调量是1.28 V 范围的两倍。
如果在ADC 接收非零模拟输入时针对一个范围执行系统失调校准，一旦需要将相同输入转换至另一范围，则会得到非零ADC 结果。
因此，如果失调寄存器含有默认8000(00)H 以外的值，改变范围时必须十分小心。
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Rev. 0–3–
输入电流
在实现各种增益时，PGA 会更改输入和基准电压采样速率，从而改变开关电容电路的动态负载。
这可能因外部源阻抗带来增益和/或线性误差。
不过，由于PGA 之前的ADC 输入端具有缓冲器，模拟输入仅吸收极少电流，且该电流不会随输入范围变化。
AD7719可绕过缓冲器工作，在此情况下只需注意外部电阻和电容组合。
引脚处的基准采样速率固定于524 kHz ，同时基准采样电容也固定，因此不同范围内的基准电流并无变化。
因此，由基准输入处的电阻引起的任何增益误差在所有范围内保持不变。
如果和其他Σ-Δ型ADC 一样，基准电流随范围变化，则外部电阻/基准源电容引起的任何增益误差也将随范围变化，具有出色范围匹配的ADC 的优点便无从体现。
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图3.输入和基准电压模型
小结
该ADC 系列上的PGA 具有高增益下高分辨率/低噪声的优点，且无需在每次改变范围时进行定期校准。
缓冲输入和新的基准电压采样方案避免了前代多范围ADC 上存在的许多问题。
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–4–。
