磁阻同步电机设计方案

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第27卷㊀第5期2023年5月㊀电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报Electri c ㊀Machines ㊀and ㊀Control㊀Vol.27No.5May 2023㊀㊀㊀㊀㊀㊀宽高效率区混合永磁同步磁阻记忆电机设计董婷1,㊀曹磊1,㊀王雪2(1.沈阳工业大学电气工程学院,辽宁沈阳110870;2.科德数控股份有限公司,辽宁大连116600)摘㊀要:铁氧体㊁钕铁硼混合永磁同步磁阻电机相对铁氧体永磁同步磁阻电机,具有较高的永磁磁链,提高了功率密度尤其是弱磁运行时的功率密度,但一定程度上降低了高速㊁低转矩区的效率㊂为此,在铁氧体㊁钕铁硼混合永磁同步磁阻电机的基础上采用一定量的铝镍钴替代钕铁硼,设计成混合永磁同步磁阻记忆电机,在不降低电机弱磁运行功率的情况下,对不同工况下的永磁磁链进行调节,采用铁氧体㊁钕铁硼和铝镍钴三种永磁材料混合,可有效提高混合永磁同步磁阻电机高速㊁低转矩区效率㊂从维持弱磁运行功率和永磁磁链调节两方面对铝镍钴和钕铁硼的相对用量进行设计,对永磁磁链的调节过程和效率分布进行分析,证明了所设计的电机拓宽了高效率区范围,并分析了相关电磁特性㊂关键词:混合永磁同步磁阻电机;记忆电机;效率分布;功率密度;转矩特性DOI :10.15938/j.emc.2023.05.004中图分类号:TM352文献标志码:A文章编号:1007-449X(2023)05-0028-09㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀收稿日期:2022-03-16基金项目:国家自然科学基金(52177054)作者简介:董㊀婷(1982 ),女,博士,教授,研究方向为永磁电机分析与控制;曹㊀磊(1997 ),男,硕士研究生,研究方向为永磁同步磁阻电机设计;王㊀雪(1985 ),女,本科,工程师,研究方向为直接驱动永磁电机设计㊂通信作者:董㊀婷Design of hybrid permanent magnet synchronous reluctancememory motor with wide high efficiency rangeDONG Ting 1,㊀CAO Lei 1,㊀WANG Xue 2(1.College of Electrical Engineering,Shenyang University of Technology,Shenyang 110870,China;2.Kede Numerical Control Co.,Ltd.,Dalian 116600,China)Abstract :Due to the relatively high permanent magnet flux linkage of ferrite,NdFeB hybrid permanent magnet synchronous reluctance motor,compared with ferrite permanent magnet synchronous reluctance motor,improves the power density,especially in flux-weakening operation,but reduces the efficiency inhigh-speed and low torque area to a certain extent.In response to the issue,based on the ferrite and Nd-FeB hybrid permanent magnet synchronous reluctance motor,a certain amount of AlNiCo was used to re-place Nd-Fe-B,and a hybrid permanent magnet synchronous reluctance memory motor was designed.Without reducing the flux-weakening operation power of the motor,through the adjustment of permanent magnet flux linkage under different working conditions,it is concluded that using a mixture of three per-manent magnet materials:ferrite,NdFeB (Neodymium iron boron)and AlNiCo (Aluminum nickel co-balt)can effectively improve the efficiency of the hybrid permanent magnet synchronous reluctance motor in the high-speed and low torque regions.The relative amount of AlNiCo and NdFeB was designed from the two aspects of maintaining the flux-weakening operation power and permanent magnet flux regulation.The regulation process of permanent magnet flux and efficiency distribution were analyzed.It proves thatthe designed motor widens the range of high efficiency area,and the relevant electromagnetic characteris-tics were analyzed.Keywords:hybrid permanent magnet synchronous reluctance motor;memory motor;efficiency distribu-tion;power density;torque characteristic0㊀引㊀言高功率密度㊁宽高效率范围是电动汽车牵引电机的关键性能指标㊂为了降低成本,高磁阻转矩占比㊁低稀土永磁用量的永磁同步磁阻电机作为电动汽车牵引电机被广泛研究[1-2]㊂将铁氧体应用于永磁同步磁阻电机形成了铁氧体永磁同步磁阻电机(ferrite permanent magnet synchronous reluctance mo-tor,FSRM),提升了同步磁阻电机的功率因数和输出转矩[3-4]㊂然而,在转子有限的空间中可采用铁氧体量有限而且铁氧体剩磁较低,造成了铁氧体提供的永磁磁链过小,以至于FSRM在功率密度上与永磁同步电机有一定差距,尤其是当电机运行于高速弱磁区域时,功率密度会严重降低[5]㊂铁氧体㊁钕铁硼混合永磁同步磁阻电机(ferrite and NdFeB hybrid permanent magnet synchronous reluctance mo-tor,FNHSRM)是改善FSRM功率密度的一种有效方案,针对这种方案,文献[6]从功率密度和铁氧体的抗退磁能力方面研究了多种永磁体组合方式㊂文献[7]采用分级设计思路,从凸极比和主漏磁通关系两个角度分别设计磁障和永磁体㊂在效率分布方面,文献[8]指出永磁同步磁阻电机永磁磁链较小时尽管高速区可达到的最大功率相对较低,但高速低转矩区具有较高的效率㊂文献[9]的设计案例也表明FSRM高效率区向高速㊁低转矩方向偏移, FNHSRM高效率区向低速方向偏移,两种电机的高效率分布区有一定差异㊂文献[10-11]利用钕铁硼㊁铝镍钴或钕铁硼㊁钐钴设计了混合永磁记忆电机,这两种材料具有较高剩磁,可以使电机达到较高的功率密度,同时其磁化状态具有可调节性,可以根据运行工况改变电机的永磁磁链,有效提高了电机高速㊁低转矩区的效率㊂为了提高FNHSRM在高速㊁低转矩区的效率,缩小FNHSRM在高速㊁低转矩区与FSRM的效率差别,本文在不降低FNHSRM弱磁运行时的功率水平的前提下,用铝镍钴替代FNHSRM的部分钕铁硼,设计一种基于铁氧体㊁铝镍钴㊁钕铁硼三种材料混合的永磁同步磁阻记忆电机(ferrite,AlNiCo and Nd-FeB hybrid permanent magnet synchronous reluctance memory motor,FANHSRM)㊂通过解析计算方法分析作用于各层永磁体上的退磁磁动势,按各层铝镍钴所受退磁磁势并权衡弱磁工况下的功率和所需的磁化状态调节电流确定钕铁硼和铝镍钴的相对用量㊂最后,采用有限元法分析铝镍钴的磁化状态调节过程,对电机相关电磁特性和效率分布进行分析和验证㊂1㊀电机结构与原理牵引电机的主要设计参数如表1所示,采用8极48槽的整数槽分布绕组㊂图1(a)为铁氧体(FB12H)永磁同步磁阻电机(FSRM)㊁图1(b)为铁氧体㊁钕铁硼(N42EH)混合永磁同步磁阻电机(FNHSRM),此电机在转子径向上设计了三层磁障㊂图1(c)为论文提出的铁氧体㊁铝镍钴㊁钕铁硼混合永磁同步磁阻记忆电机(FANHSRM),该电机用一定量AlNiCo9替代FNHSRM的N42EH㊂图2为永磁材料退磁曲线㊁磁滞回线㊂图3为混合永磁同步磁阻记忆电机的转子磁极结构㊂表1㊀主要电机参数Table1㊀Main parameters of the motor在FANHSRM的转子中,N42EH与AlNiCo9为串联磁路关系㊂由图2(a)所示的N42EH㊁FB12H 和AlNiCo9的退磁特性可知,N42EH矫顽力约为AlNiCo9的9倍,退磁曲线呈高度线性且拐点位于第三象限,可以使额定运行时AlNiCo9工作点稳定于退磁曲线线性段(AC段),此时AlNiCo9的剩磁将接近N42EH的剩磁,AlNiCo9将提供与被替代的N42EH相当的永磁磁链,这将为AlNiCo9替代FNHSRM的钕铁硼而不显著降低弱磁运行时的功率提供可能㊂92第5期董㊀婷等:宽高效率区混合永磁同步磁阻记忆电机设计图1㊀FSRM ㊁FNHSRM 和FAHSRM 的拓扑结构Fig.1㊀Structure of topology of FSRM ,FNHSRM andFANHSRM图2㊀永磁材料退磁曲线㊁磁滞回线Fig.2㊀Demagnetization curve and hysteresis loop ofpermanentmagnet图3㊀FANHSRM 的转子结构Fig.3㊀Rotor structure of FANHSRM㊀㊀图2(b)为AlNiCo9的磁滞回线,从该图可以看出AlNiCo9磁滞回线的非线性特性使其拥有磁化状态记忆功能㊂对电机施加大于额定电流的退磁脉冲电流,打破N42EH 对AlNiCo9工作点的稳定作用,AlNiCo9产生正向退磁和反向充磁现象,将工作于不同的磁化状态和回复线,如L 1㊁L 2和L 3,施加充磁脉冲电流,将产生反向退磁和正向磁化现象㊂N42EH㊁FB12H 的退磁曲线线性度较好且矫顽力较大,因此,对AlNiCo9的磁化状态进行调节时并不会显著改变N42EH㊁FB12H 的磁化状态㊂上述过程实现了永磁磁链的可调性㊂2㊀N42EH 与AlNiCo9用量设计图3所示N42EH 与AlNiCo9宽度相同,因此AlNiCo9总量的比例即为厚度的比例㊂定义k 1㊁k 2分别为各层磁极N42EH 用量比例,则:k 1=h N1h N1+h A1;(1)k 2=h N2h N2+h A2㊂(2)其中h N1㊁h N2和h A1㊁h A2分别为各层N42EH 厚度和AlNiCo9厚度㊂前述分析,N42EH 既要保证额定运行时AlNi-Co9工作点的稳定性,又要兼顾AlNiCo9磁化状态的可调性,因此k 1㊁k 2是重要的设计指标㊂根据文献[12]的论述,多磁障永磁同步磁阻电机在同一负载电流下每层磁障中的永磁体承受的退磁磁场有一定差异,因此若使额定工况下AlNiCo9工作点位于退磁曲线线性区,每层AlNiCo9对N42EH 用量需求不同,即k 1㊁k 2不应设计相同的值,应根据每层AlNiCo9工作在退磁曲线线性区时承受03电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀的退磁磁场来确定k 1㊁k 2的关系㊂2.1㊀退磁磁场分布计算为简化分析,考虑k 1㊁k 2均为0即不采用N42EH时的退磁磁场分布,考虑定子磁动势d 轴分量,由每极磁场分布对称性,忽略磁障端部磁桥漏磁和铁心饱和影响,建立半极下的退磁磁路模型,如图4所示㊂图4㊀转子相关尺寸和退磁磁路模型Fig.4㊀Rotor dimensions and demagnetization circuitmodel图4中:R M i 为第i 层永磁体的磁阻;R b i 2为第i 层永磁体两侧磁障的磁阻;R g i 为相邻两磁障间的气隙磁阻,则:R M i =h i 1μM i w i 1L ef;(3)R b i 2=h i 2μ0w i 2L ef;(4)R g i =2δμ0αb i D g L ef㊂(5)其中:h i 1㊁w i 1分别为第i 层永磁体厚度(本文设计为等厚)和宽度;h i 2㊁w i 2分别为第i 层永磁体两侧磁障的厚度和宽度;δ为气隙长度;D g 为气隙中线直径;L ef 为电机铁心长度;μM i 为第i 层永磁体磁导率,因为分析的是每层AlNiCo9工作在退磁曲线线性区时承担的退磁磁场,μM1㊁μM2取退磁曲线线性段(AC )对应的磁导率㊂图4中,F M i 为第i 层永磁体磁势,则F M i =H M i h i 1㊂(6)其中H M i 为第i 层永磁体矫顽力㊂假设定子绕组d 轴磁动势为正弦波,将此正弦波等效为阶梯波如图5所示,F s i 为阶梯波等效值即为两层磁障端部间定子d 轴磁动势平均值[10],即F s i =ʏαb iαbi-1F S cos(pα)d ααb i -αb i-1㊂(7)其中:αb i 为磁障端部位置角(由转矩脉动最小化确定);F S 为d 轴磁动势基波幅值㊂图5㊀等效定子d 轴磁动势Fig.5㊀Equivalent d-axis magnetomotive force of stator在解析计算定子退磁磁场时,仅考虑定子磁动势,作用于各磁障的磁势即为永磁体负载时的退磁磁势,此时退磁磁路等效为图6所示磁路模型㊂图6㊀仅考虑定子磁动势磁路Fig.6㊀Magnetic circuit only considering statormagnetomotive force作用于第i 层永磁体上的退磁磁势F Ms i 可计算为:F s1-F s2=(R g1+R g2+R M1)Φb1-R g2Φb2;(8)F s2-F s3=-R g2Φb1+(R g2+R g3+R M2//R b22)Φb2-R g3Φb3;(9)F s3=-R g3Φb2+(R g3+R M3//R b32)Φb3;(10)F Ms i =Φb i (R M i //R b i 2)㊂(11)根据电机转子的实际尺寸结构,可得到在同一d 轴磁动势下,作用在各磁障的退磁磁势比值为F Ms1/F Ms2=1.2,F Ms1/F Ms2=1.14㊂分析结果仅与转子结构和永磁体有关,与定子电流大小无关㊂2.2㊀磁钢用量比例设计永磁体工作点可近似计算为B M i =μM i (F M i -F Ms i )h i 1㊂(12)13第5期董㊀婷等:宽高效率区混合永磁同步磁阻记忆电机设计图3中AlNiCo9与N42EH 串联后,等效为一种永磁体处理,则每层磁障中永磁体矫顽力的等效值为H ᶄM i =k i H N +(1-k i )H Al ㊂(13)其中:H N 为N42EH 的矫顽力;H Al 为AlNiCo9退磁曲线线性段对应的矫顽力㊂AlNiCo9与N42EH 剩磁接近,则每层磁障中永磁体的磁导率等效值为μᶄM i =B rH ᶄM i㊂(14)其中B r 为AlNiCo9与N42EH 的剩磁㊂每层磁障中永磁体磁势的等效值为F ᶄM i =H ᶄM i h i 1㊂(15)令H ᶄM1/H ᶄM2=F Ms1/F Ms2,即k 1H N +(1-k 1)H Al k 2H N +(1-k 2)H Al =FMs1F Ms2㊂(16)则由式(15)可知F ᶄM1/F ᶄM2=F Ms1/F Ms2,由式(14)可知μᶄM1/μᶄM2=F Ms2/F Ms1,由式(12)可知,此时永磁体工作点的等效值B ᶄM1=B ᶄM2,即每层AlNiCo9工作点一致,在同一负载工况下工作点稳定性相同㊂由式(16)最终可得到k 1=1.2k 2+0.182㊂(17)最大弱磁(电流超前角为90ʎ)时AlNiCo9工作点随k 2(k 1按式(17)确定)的变化如图7所示㊂k 2增加AlNiCo9工作点逐渐提高,k 2为0.17时达到了拐点附近,基本工作于退磁曲线线性段㊂图7㊀额定电流最大弱磁时AlNiCo9工作点随k 2的变化Fig.7㊀Variation of AlNiCo9operating point with k 2atmaximum flux weakening of rated current最大弱磁运行时永磁磁链ψm90deg ㊁对AlNiCo9磁化状态进行调节时工作点达到0所需的调磁电流i d 随k 2的变化如图8所示㊂随着k 2增大永磁磁链得到了提升,k 2为0.17时的ψm90deg 已接近FNH-SRM㊂k 2的增加导致了i d 的增加,尤其当k 2达到0.17后,永磁磁链的提升作用大幅放缓,但i d 大幅增加㊂这主要由于AlNiCo9的剩磁接近N42EH 剩磁,当k 2达到0.17后AlNiCo9工作点已稳定在退磁曲线线性段附近,提供磁链的能力和N42EH 接近㊂但N42EH 对AlNiCo9工作点的稳定作用大幅增加,对AlNiCo9磁化状态的调节更加困难㊂图8㊀最大弱磁时永磁磁链和调磁电流随k 2的变化Fig.8㊀Variation of permanent magnet flux linkage andflux regulation current with k 2at maximum flux weakening电压极限圆的中心(-ψm /L d ,0)接近于电流极限圆时,最有利于实现恒功率弱磁扩速,即ψm /L d I s ʈ1㊂(18)其中:ψm 是永磁磁链;I s 是额定电流;L d 是d 轴电感[13]㊂考虑ψm 和L d 随电流角的动态变化,采用最大弱磁运行时永磁磁链ψm90deg 和电感L d90deg[14]㊂为了进一步表征电机弱磁运行区功率的变化,将ψm90deg /L d90deg I s 随k 2的变化也描述在图8中,随着k 2增大,ψm90deg /L d90deg I s 逐渐增大,k 2为0.17时的ψm90deg /L d90deg I s 已接近FNHSRM㊂综合ψm90deg /L d90deg I s 和i d ,k 2确定为0.17,按式(17),k 1确定为0.386㊂3㊀调磁性能分析两层AlNiCo9的磁化状态调节情况如图9所示,磁化状态通过永磁体在磁化方向上的平均工作点表示,i d 为直轴调磁脉冲电流㊂AlNiCo9在完全充磁状态下,空载运行(i d =0)工作于退磁曲线线性区㊂当i d =-141A 时工作点开始到达拐点,随着退磁电流的加大永磁体工作点继续降低,最终可达到完全反向磁化状态㊂但撤掉退磁电流后电机空载时两层AlNiCo9的工作点分别被其他高矫顽力永23电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀磁体沿磁化曲线上升段分别磁化到R 1㊁R 2点,R 1㊁R 2分别对应磁化曲线下降段的D 1㊁D 2点,因此D 1㊁D 2点为AlNiCo9可以达到的最低工作点㊂充磁电流i d =0时永磁体工作点即为R 1㊁R 2点,随着充磁电流增大永磁体工作点逐渐上升,在工作点超过磁化曲线上升段转折点后会使充磁电流急剧增加,此段充磁较困难㊂图9㊀AlNiCo9永磁体工作点随i d 的变化Fig.9㊀Variation of working point of AlNiCo9with i dAlNiCo9充退磁后空载反电势的基波幅值变化情况如图10所示㊂i d =-424A 时空载反电势达到了62V,受高矫顽力永磁体的影响,继续加大退磁电流空载反电势的减小幅度很小,i d =-622A 时空载反电势不再变化㊂增加充磁电流,空载反电势的幅值不断增大,当i d 超过+679A 后受AlNiCo9磁化曲线上升段末端难以磁化的影响,继续增大充磁电流,空载反电势增加很小㊂将磁化状态调节时的最大退磁脉冲电流确定为-424A,此电流作用后AlNiCo9处于最小磁化状态㊂最大充磁脉冲电流确定为+679A,此电流作用后AlNiCo9处于最大磁化状态㊂最大磁化状态和最小磁化状态对应的空载反电势分别为108和62V,从最大磁化状态到最小磁化状态空载反电势的变化范围为43%㊂i d =-424A 作用后永磁体的退磁率Dmag-Coef(回复线对应的剩磁与永磁体剩磁的比值)如图11所示,此时只有AlNiCo9退磁到了一定水平,其他永磁体并未退磁㊂图10㊀空载反电势的基波幅值随i d 的变化Fig.10㊀Variation of fundamental amplitude of no-loadback EMF with id图11㊀永磁体的退磁率分布Fig.11㊀Demagnetization rate distribution of permanentmagnet4㊀电磁性能分析4.1㊀效率改进分析第2节通过权衡弱磁区的功率和磁化状态改变的难易程度作为永磁体用量的设计标准,并在第3节验证了空载反电势(永磁磁链)的可调性,通过短暂的脉冲电流可改变电机的磁化状态,并选择了电机的最大磁化状态和最小磁化状态㊂FANHSRM 在不同磁化状态下的效率云图如图12(a)㊁(c)所示,FNHSRM 的效率云图如图12(b)所示,可以看到最大磁化状态下的电机效率分布近似于FNHSRM33第5期董㊀婷等:宽高效率区混合永磁同步磁阻记忆电机设计的效率特性,高效率区相对于最小磁化状态下的高效率区向低速区域偏移,最小磁化状态下高速低转矩区(6800~12000r /min 且转矩在0~30N㊃m)的效率明显优于最大磁化状态和FNHSRM㊂图12㊀FANHSRM 与FNHSRM 的效率云图Fig.12㊀Efficiency map of FANHSRM and FNHSRM位于高速低转矩区的两个运行点A ㊁B 在FANHSRM 不同磁化状态下的损耗如表2所示,最小磁化状态下的永磁磁链相对较小,因此电机弱磁运行时所需的弱磁电流分量较小,铜损较低㊂最小磁化状态下的铁损相对于最大磁化状态减少较多,而铁损是高速低转矩区的主要损耗,因此高速低转矩区的效率得到了提高㊂根据转矩转速运行区域灵活的改变AlNiCo9的磁化状态可使效率分布最优,得到的FANHSRM 最优效率云图如图12(d)所示,电机既达到了FNHSRM 弱磁运行区的功率,又相对于FNHSRM 提高了高速低转矩运行区的效率,实现了高效率区的拓展㊂表2㊀FANHSRM 不同磁化状态下在运行点A 、B 的损耗Table 2㊀Loss of FANHSRM at operating points A and Bunder different magnetization states运行点最大磁化状态/W 最小磁化状态/W A (10000r /min,15N㊃m)铜损131.23铜损117.27铁损873.13铁损531.93B (11000r /min,10N㊃m)铜损87.92铜损53.92铁损925.68铁损479.534.2㊀功率特性分析为了验证用铝镍钴代替钕铁硼对电机功率的影响,FANHSRM 在不同磁化状态下的转矩-转速特性和功率-转速特性如图13所示,采用的控制方式为最大转矩比电流控制(maximum torque per am-pere,MTPA)和弱磁控制㊂FANHSRM 在最大磁化状态下的转矩-转速特性㊁功率-转速特性和FNH-SRM 的基本一致,证明了将钕铁硼部分替换为铝镍钴并未造成功率的降低,相对于FSRM 的弱磁运行区功率有很大的提升(最高转速时功率提升75%),这符合2.2节的分析结果,而且弱磁运行时的功率提升程度大于额定运行时的功率提升程度(仅15%)㊂4.3㊀电感和转矩分量分析电感受到磁饱和和交叉耦合的影响,会随负载条件和磁化状态发生变化,最终将影响电机的转矩特性[15-16]㊂FANHSRM 在不同磁化状态下,电感随电流角的变化如图14所示,同时将FSRM 和FNH-SRM 的电感特性作为参考㊂电流角增大的同时,d轴去磁电流分量增大而q 轴电流分量减小,无论哪种磁化状态q 轴磁路因饱和程度减小而使得L q 增大,L d 主要由磁障和永磁体磁阻决定,受电流角的影响相对较小,相应地L q -L d 也随着电流角增大,这种现象有利于磁阻转矩的产生㊂FANHSRM 在最大磁化状态下的电感与FNHSRM 的电感较为接近,最小磁化状态下的电感与FSRM 的电感略有差异㊂43电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀图13㊀转矩-转速特性和功率-转速特性Fig.13㊀Torque-speed characteristic and power-speed characteristic为反映永磁磁链和电感对转矩的影响,将MT-PA控制时FANHSRM在不同磁化状态下电磁转矩的永磁转矩㊁磁阻转矩分量进行分离,如图15所示㊂FANHSRM在最大磁化状态下电机取得最大转矩的电流超前角为45ʎ,在最小磁化状态下电机取得最大转矩的电流超前角为52ʎ,由图14可知,此时最大磁化状态下的L q-L d相对于最小磁化状态较小,因此导致了最大磁化状态下的磁阻转矩较小,但永磁磁链的提升使最大磁化状态下永磁转矩的有所增加,最终最大磁化状态下的总转矩相对于最小磁化状态增加了15%㊂与电感的对应关系类似,FANH-SRM在最大磁化状态下的转矩分量与FNHSRM的转矩分量较为接近,在最小磁化状态下的转矩分量与FSRM的转矩分量略有差异㊂两种磁化状态下的磁阻转矩均占总转矩的50%以上,保留了永磁同步磁阻电机的特点㊂图14㊀电感-电流角特性Fig.14㊀Inductance-current anglecharacteristic图15㊀电磁转矩和各转矩分量Fig.15㊀Electromagnetic torque and torque components53第5期董㊀婷等:宽高效率区混合永磁同步磁阻记忆电机设计5㊀结㊀论本文采用铝镍钴永磁替代FNHSRM的部分钕铁硼设计成FANHSRM,通过研究铝镍钴与钕铁硼相对用量,所设计的电机既能达到FNHSRM的功率密度,又能通过调节铝镍钴的磁化状态,使电机在高速低转矩区的效率得到一定提高,一定程度上结合了FNHSRM和FSRM的优势㊂FANHSRM的电感特性因磁化状态和负载条件而不同,进而造成了转矩特性的差异,在MTPA控制时两种磁化状态下的磁阻转矩分量均占总转矩的50%以上㊂参考文献:[1]㊀CAI H,GUAN B,XU L.Low-cost ferrite 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永磁同步电机的电磁方案设计永磁同步电机是一种高效、高性能的电机，其电磁方案设计是其性能优越的关键。

本文将从电磁铁圈设计、磁路设计、转子设计、控制策略等方面，提供一个全面的永磁同步电机电磁方案设计。

一、电磁铁圈设计电磁铁圈是永磁同步电机的核心部件，其设计直接影响电机的性能。

在设计电磁铁圈时，需要考虑以下因素：1.电磁铁圈的截面积和线圈匝数：电磁铁圈的截面积和线圈匝数决定了电磁铁圈的电阻和电感，对电机的电磁特性有重要影响。

2.电磁铁圈的材料：电磁铁圈的材料应具有高导磁性、低磁滞损耗和高温稳定性等特点，常用的材料有硅钢片和铁氧体材料。

3.电磁铁圈的绕制方式：电磁铁圈的绕制方式有单层绕组和多层绕组两种，多层绕组可以提高线圈匝数，但会增加电磁铁圈的电阻和电感。

二、磁路设计磁路是永磁同步电机的另一个重要部分，其设计直接影响电机的输出功率和效率。

在设计磁路时，需要考虑以下因素：1.永磁体的材料和形状：永磁体的材料应具有高磁能积和高矫顽力，常用的材料有钕铁硼和钴磁体等。

永磁体的形状可以是圆柱形、矩形形或扇形等。

2.磁路的长度和截面积：磁路的长度和截面积决定了永磁体的磁通量和磁阻，对电机的输出功率和效率有重要影响。

3.磁路的饱和和磁滞损耗：磁路的饱和和磁滞损耗会导致磁通量的损失和热量的产生，对电机的效率有不利影响。

三、转子设计转子是永磁同步电机的旋转部分，其设计直接影响电机的转速和转矩。

在设计转子时，需要考虑以下因素：1.转子的形状和材料：转子的形状可以是圆柱形、矩形形或扇形等，常用的材料有铝合金和铜合金等。

转子的形状和材料决定了转子的惯性和热容量，对电机的转速和转矩有重要影响。

2.转子的磁极数：转子的磁极数决定了电机的同步转速和输出功率，应根据具体应用需求进行选择。

3.转子的磁极形状和磁场分布：转子的磁极形状和磁场分布对电机的转矩和效率有重要影响，应根据具体应用需求进行优化设计。

四、控制策略控制策略是永磁同步电机的关键，其设计直接影响电机的性能和稳定性。

永磁辅助同步磁阻电机的设计一、引言永磁辅助同步磁阻电机是一种新型的高效率、高性能的电机，它结合了同步电机和磁阻电机的优点，具有高转矩密度、无需励磁等特点。

本文将从永磁辅助同步磁阻电机的原理、设计流程、参数计算等方面进行详细介绍。

二、永磁辅助同步磁阻电机原理永磁辅助同步磁阻电机由定子和转子两部分组成。

其中，定子上布置有三相绕组，转子则由铜条或铝条制成的圆环构成。

在定子中间设有一个空心柱，空心柱里面放置着永久磁体。

当三相交流电源通入定子绕组时，产生旋转磁场。

同时，由于空心柱里面放置着永久磁体，因此在转子内部也会产生一个恒定的轴向磁场。

当转子开始旋转时，铜条或铝条会在旋转过程中不断地穿过定子绕组所产生的旋转磁场中，并受到了一个感应力作用，从而使得转子开始旋转。

由于转子上铜条或铝条的存在，因此在转子内部也会产生一个磁阻效应，从而使得电机具有了磁阻电机的特点。

三、永磁辅助同步磁阻电机设计流程1. 确定电机类型：根据不同的应用场合和要求，确定永磁辅助同步磁阻电机的类型。

2. 确定电机参数：根据应用要求和设计目标，确定永磁辅助同步磁阻电机的参数，包括功率、转速、额定电压、额定频率等。

3. 确定铜条或铝条截面积：根据所选用的材料和设计要求，确定铜条或铝条的截面积。

4. 计算绕组参数：根据所选用的绕组方式和设计要求，计算绕组参数，包括匝数、线径等。

5. 计算空心柱尺寸：根据永久磁体尺寸和设计要求，计算空心柱尺寸。

6. 计算转子外径和长度：根据所选用的材料和设计要求，计算转子外径和长度。

7. 计算永久磁体尺寸：根据设计要求和永久磁体特性，计算永久磁体尺寸。

8. 确定电机结构：根据上述参数和计算结果，确定永磁辅助同步磁阻电机的结构。

四、永磁辅助同步磁阻电机参数计算1. 铜条或铝条截面积计算公式：S = K * P / J其中，S为铜条或铝条截面积，K为修正系数（一般取1.2），P为功率，J为允许电流密度（一般取3A/mm²）。

永磁辅助同步磁阻电机的设计
永磁辅助同步磁阻电机是一种新型的电机，它结合了永磁电机和同步磁阻电机的优点，具有高效、高精度、高可靠性等特点，被广泛应用于工业生产和家用电器等领域。

在永磁辅助同步磁阻电机的设计中，需要考虑多个因素。

首先是电机的结构设计，包括转子和定子的设计。

转子通常采用永磁体和磁阻体的组合，定子则采用多相绕组结构，以提高电机的效率和输出功率。

其次是电机的控制系统设计，包括电机驱动器和控制器的设计。

电机驱动器需要具备高效、稳定、可靠的特点，以保证电机的正常运行。

控制器则需要具备高精度、高速度、高可靠性的特点，以实现电机的精确控制。

在永磁辅助同步磁阻电机的应用中，还需要考虑电机的适用范围和使用环境。

电机的适用范围包括电机的功率、转速、负载特性等，需要根据具体的应用场景进行选择。

同时，电机的使用环境也需要考虑，包括温度、湿度、振动等因素，需要采取相应的措施来保证电机的正常运行。

永磁辅助同步磁阻电机的设计需要综合考虑多个因素，包括电机的结构设计、控制系统设计、适用范围和使用环境等。

只有在这些方面都得到充分的考虑和优化，才能设计出高效、高精度、高可靠性的永磁辅助同步磁阻电机，为工业生产和家用电器等领域提供更好的电机解决方案。

第1章引言1.1电动车辆发展背景汽车尾气的排放对人类健康和人们生活构成了严重威胁，再综合能源问题的考虑，于是，具有零排放污染的电动汽车重新被重视起来，各国都制定了相关的鼓励政策。

典型的例子如美国，1993年9月，美国政府提出了10年完成的“新一代汽车合作计划”(PNGV)，由政府牵头，组织几十个公司和机构，完成提高燃料经济性和开发电动汽车的规定目标。

各大公司在政府的支持下，也制定了发展电动汽车的长远规划[1]，调动社会上各种力量参与电动汽车的研制。

电动汽车经历了关键性技术的突破，样机、样车的研制，区域性试用以及小批量实际应用等探索阶段，现在已接近商业化生产。

电动汽车是以电为动力的汽车，电动机是其主要动力来源。

1.2电动汽车分类目前的电动汽车分类主要有以下两种：1）燃料电池电动汽车初期的电动汽车因电池组体积大、续驶里程短、使用不方便、成本高等缺点，无法与技术已经成熟的内燃机汽车相比。

要想发展电动汽车必须在技术上解决比能量、比功率、寿命、成本以及研发经费等各种难题。

到了20世纪90年代，电动汽车技术有了显著的进步。

如燃料电池的比功率从1997年的0．16kW/kg，提高到2000年的0．47kw/kg，提高了近3倍。

燃料电池，尤其是以氢为原料的质子交换膜燃科电池(PEMFC)，成了电动汽车发展的希望[2]。

燃料电池汽车(Fuel Cell—Powered E1ectric Vehicles)实际上是一种使燃料中的化学能转变为电能从而驱动车辆的汽车，排放物只是没有污染并可再利用的水。

燃料电池的发展还有些关键性技术难题，如催化剂、质子交换膜、极板等，这些问题都在研究攻关阶段，但不管如何，“氢能”必将引起汽车工业的革命。

1996年，北京举办的国际电动汽车及代用燃料汽车展览会上，参展的电动汽车有福特的Ranger电动轻卡车，通用的EV1型车，丰田的RAV4L型车，PSA集团的SAXO型车，菲亚特的ZIC等车型，充分展示了电动汽车的发展水平。

永磁同步电动机电磁设计永磁同步电动机是一种能够实现高效能转换的电机。

它采用了永磁体产生磁场，与定子上的线圈产生交变磁场来实现转动，因此具有高效率、高功率密度和高转矩密度等特点。

本文将介绍永磁同步电动机的电磁设计过程，并探讨其中的一些关键技术。

首先，电磁设计过程开始于确定绕组数据。

绕组是将电磁力转化为机械力的关键部分，其设计直接影响到电机的性能。

为了使绕组尽量减小谐波和电磁噪声，一般采用分段细槽绕组。

绕组的设计也需要考虑线圈的电流和电压、磁场强度和饱和情况等因素。

其次，永磁同步电动机的磁路设计非常重要。

磁路设计的主要目标是实现磁通的均匀分布和最大化。

为了实现这一目标，可以采用磁路分析方法，通过优化铁心的尺寸和形状，来调整磁阻分布和磁通密度。

此外，磁路设计还需要考虑铁心的饱和和损耗情况，以及永磁体的磁性能和热特性等。

第三，针对永磁同步电动机的磁链和电流特性，需要进行磁链分析和电路设计。

磁链分析主要用于计算磁链波形和磁链饱和情况，以确定磁阻和电感等参数。

电路设计则主要包括电感和电容的选择，以及电流和电压的控制等。

这些都直接影响到电机的性能和可靠性。

此外，还需要考虑永磁同步电动机的热特性。

由于电机长时间运行会产生大量的热量，因此需要进行热分析和散热设计。

热分析可以通过有限元仿真等方法来实现，包括计算温升分布和热阻分布等。

而散热设计则需要根据电机的尺寸和工作条件来选择合适的散热方式，如风冷、水冷等。

最后，电磁设计过程还需要进行性能分析和优化。

性能分析可以通过有限元仿真等方法来实现，包括转矩-转速特性分析、功率-转速特性分析等。

而优化则主要是通过调整参数来达到更好的性能，包括转矩和功率的最大化、效率的提高等。

综上所述，永磁同步电动机的电磁设计过程涉及到绕组设计、磁路设计、磁链和电路设计、热特性分析和散热设计、性能分析和优化等多个方面。

这些都是相互关联的，需要综合考虑，才能够实现高效能转换和可靠性运行。

因此，对于永磁同步电动机的电磁设计，需要充分理解电机的工作原理和性能需求，并结合现有的设计方法和工具，进行系统化的设计过程。

同步磁阻电机无位置控制方法解释说明以及概述1. 引言1.1 概述同步磁阻电机是一种在工业和家庭应用中广泛使用的电机，具有高效率、低噪音和可靠性等优点。

然而，在传统的同步磁阻电机位置控制方法中，需要准确测量电机转子的位置信息，这增加了系统复杂度和成本。

为了解决这个问题，无位置控制方法应运而生。

1.2 文章结构本文将首先介绍同步磁阻电机的基础知识，包括电机结构、工作原理和特点等。

然后，分析传统的同步磁阻电机位置控制方法及其存在的问题。

接下来，详细介绍无位置控制方法，并着重讲解实施这种方法所涉及的关键技术，包括磁场观测与定位算法、控制器设计和参数调节策略以及反馈系统构建与优化技巧。

随后，通过实验结果分析与讨论验证所提出的无位置控制方法的有效性，并展望其在实际应用领域中的前景。

最后，总结文章主要研究结论，并提出存在问题改进方向和未来研究重点建议。

1.3 目的本文的目的是提出一种同步磁阻电机无位置控制方法，通过对电机内部磁场的观测和定位算法，以及优化反馈系统和控制器设计，实现精准控制而无需测量电机转子位置信息。

这将降低系统成本和复杂度，并提高同步磁阻电机在各个领域中的应用性能以及工作效率。

同时，通过实验结果分析与讨论来验证所提出方法的有效性，并对其在实际应用中的前景进行展望。

2. 同步磁阻电机无位置控制方法解释说明：2.1 同步磁阻电机基础知识同步磁阻电机是一种特殊的交流电机，其运行原理是通过定子和转子之间的磁场相互作用来实现能量转换。

与传统的感应电机相比，同步磁阻电机具有更高的效率、较低的噪音和振动以及更好的动态响应性能。

2.2 传统的同步磁阻电机位置控制方法传统的同步磁阻电机位置控制方法主要基于对转子位置进行监测和反馈控制。

通常使用编码器等位置传感器来获取转子位置信息，并通过PID控制算法来实现精确控制。

然而，这种传统方法依赖于精确的位置测量，并且在某些应用中可能存在复杂性和成本方面的限制。

2.3 无位置控制方法介绍无位置控制是一种与传统方法不同的控制策略，它不需要直接监测和反馈转子位置信息。