高精度轨对轨CMOS峰值检测电路设计

精密峰峰值检测电路
精密峰峰值检测电路电原理图如图1所示。

图1 精密峰峰值检测电路
峰值检波的原理
交流信号从TL084引脚3输入，根据运放的虚短法则引脚2具有与引脚3同样的波形；U1B 是电压跟随器，引脚7的电压幅值与电容C1上的电压相同（加一级跟随的作用是用这个跟随器提供电流支持）。

当引脚3的电压大于电容C1电压时，电阻R2上产生压降，电流从左到右。

根据运放的虚断法则引脚2不能提供电流，并且D2反偏也不会导通。

为了维持平衡只有提升R2右端的电压（既是电容C1的电压），这个充电电流从U1A的引脚1经过D1进行。

当引脚3的电压低于电容C1电压时，电阻R2上产生压降，电流从右到左。

根据运放的虚断法则引脚2不能提供电流，则这个电流只有经过D2进入U1A。

由于电压跟随器输出电压与电容C1上的电压相同，二极管D1截止，电容不能导过D1放电，电压得到保护。

电容C1有一个放电电阻R1，RC的放电时间常数τ为100ms，1S后如果没有脉冲过来则放电到电压0V。

峰峰值检测波形如图2所示。

图2 精密峰峰值检测电路工作电压波形。

一、前言峰值检测电路（PKD，Peak Detector）的作用是对输入信号的峰值进行提取，产生输出V o = Vpeak，为了实现这样的目标，电路输出值会一直保持，直到一个新的更大的峰值出现或电路复位。

峰值检测电路在AGC（自动增益控制）电路和传感器最值求取电路中广泛应用，自己平时一般作为程控增益放大器倍数选择的判断依据。

有的同学喜欢用AD637等有效值芯片作为程控增益放大器的判据，主要是因为集成的方便，但个人认为是不合理的，因为有效值和信号的正负峰值并没有必然联系；其次，实际应用中这类芯片太贵了。

当然，像电子设计竞赛是可以的，因为测试信号总是正弦波，方波等。

（本文参加了TI公司的博文比赛，觉得还行的话，希望大家帮顶一下、回复一个，谢谢大家，我会更努力的：-）二、峰值检测电路原理顾名思义，峰值检测器（PKD，Peak Detector）（本文默认以正峰值检测为例）就是要对信号的峰值进行采集并保持。

其效果如下如（MS画图工具绘制）：根据这样的要求，我们可以用一个二极管和电容器组成最简单的峰值检测器。

如下图（T INA TI 7.0绘制）：这时候我们可以选择用面包板搭一个电路，接上信号源示波器观察结果，但在这之前利用仿真软件TINA TI进行简单验证会节省很多时间。

通过简单仿真（输入正弦信号5kHz,2 Vpp），我们发现仅仅一个二极管和电容器组成的峰值检测器可以工作，但性能并不是很理想，对1nF的电容器，100ms后达到稳定的峰值，误差达10%。

而且，由于没有输入输出的缓冲，在实际应用中，电容器中的电荷会被其他部分电路负载消耗，造成峰值检测器无法保持信号峰值电压。

既然要改进，首先要分析不足。

上图检测的误差主要来自与二极管的正向导通电压降，因此我们可以用模电书上说的“超级二极管”代替简单二极管（TINA TI 7.0绘制）：从仿真结果来看，同等测试条件下，检测误差大大减小。

但我们知道，超级二极管有一个缺点，就是Vi从负电压变成正电压的过程中，为了闭合有二极管的负反馈回路，运放要结束负饱和状态，输出电压要从负饱和电压值一直到（Vi+V二极管）。

重废邮虫盍堂亟±论塞簋三童熟到魍￡ＭＱＳ运簋趑太墨的县佳遮让第三章轨到轨ＣＭＯＳ运算放大器的具体设计运放的输入电位通常要求高于负电源某一数值，而低于正电源某一数值。

经过特殊设计的运放可以允许输入电位在从负电源到正电源的整个区间变化，甚至稍微高于正电源或稍微低于负电源也可以。

这种运放称为轨到轨（Ｒａｉｌ—ｔｏ—Ｒａｉｌ）输入运算放大器。

３．１轨到轨运放的输入级设计３．１．１传统的输入级设计通过对差分放大器的直流性质研究我们发现，ＮＭＯＳ差分对管的输入共模电压可以达到电源电压％仃，同时可得ＰＭＯＳ差分对管的共模输入电压可以无限制的接近地电压，上面的直流工作点都可以通过对管子的器件特性的选择来选定。

但是无论如何我们不可能让ＮＭＯＳ差分对管的共模电压接近于地电压，同理，我们也不能让ＰＭＯＳ差分对管的共模电压接近于电源电压％Ｄ，这些是因为器件本身的性质决定的。

于是我们不可能通过只选择其中的任何一个类型的管子而实现共模输入电压达到轨到轨的要求。

然而我们通过上面的分析可以发现，假如两种类型的管子配合着相互使用，于是问题则可以迎刃而解。

如此输入级的共模输入电压范围就可达到运放对输入级电路轨到轨的要求。

通过上面的分析我们得到互补式运算放大器的差分输入电路结构如图３．１所示。

从下图中我们得出：当只有Ｎ／ｄＯＳ差分对导通的时候，Ｎ／ｄＯＳ差分对管Ｍｌ，Ｍ２的输入共模范围为‰一％＋‰；当只有ＰＭＯＳ差分对管处于导通状态的时候，Ｍ３，Ｍ４作为输入级其共模的输入范围为‰一Ｋ，。

＋‰；通过上面的分析我们知道两种差分对管实现了优缺点的互补，我们就完成了共模输入电压范围扩大的目的，此时为坎。

～％。

，如此一来轨到轨输入级结构的大体思路已经成行，我们同时可以计算出可以使这对差分对管正常工作的最小的电源电压，其电压值大小是：‰ｎｌｉｎ＝‰＋‰＋２‰。

上面的式子中‰，％分别是ＰＭＯＳ晶体管和ＮＭｏｓ晶体管的栅源电压；‰是１６尾电流管的饱和电压，这里尾电流管子是采用电流镜技术。

摘 要随着集成电路技术的发展，电流模式电路的研究设计已经成为国内外微电子、集成电路设计领域的热门前沿课题。

全差分式跨导运算放大器是电流模式电路的一种通用标准集成电路，是模拟系统和数字混合系统的基础。

跨导运放的基础应用有电压比较器和连续时间跨导-电容滤波器等。

本文主要研究设计一种新型全差分轨对轨输入的跨导器，其输入/输出动态范围线性可调节，并应用全差分轨对轨跨导器电路构造电压模式和电流模式的多功能双二阶滤波器。

具体研究内容如下：1、设计了一种新型全差分轨对轨结构且线性范围可调节的CMOS 跨导器电路，全差分电路由主放大器和共模反馈环路电路两部分组成，主放大器是由P型电路和Nμ工型电路的栅极并联组成。

电路是单级结构。

应用Cadence 软件，SMIC0.18m 艺,电源电压为1.8V,仿真结果表明：通过连续调节源级负反馈电阻值（0~30KΩ），单级跨导增益最高值为-69.7dB；输出电流的-3 dB截止带宽最高为396Mhz；输入电压线性范围扩展到±0.7V, 输出电流,与不包含源级负反馈电阻相比，范围增大了约5倍；CMRR为-124dB；PSRR为-62dB；功耗为1.5mW。

2、基于所设计的CMOS全差分轨对轨跨导器电路，分别应用组成电压比较器、电压模式和电流模式的多功能双二阶滤波器、模拟各种功能运算。

功能运算模拟包括全差分式电压模式和全差分式电流模式的加法器和积分器。

所设计的双二阶滤波器可以根据不同的输入端参数，实现低通、高通、带通、带阻四种滤波功能。

并且采用所设计双二阶滤波器并联实现四阶电压模式和电流模式滤波器，使用仿真软件Cadence，验证设计的正确性。

3、设计并绘制了不包含无源电阻的CMOS 全差分轨对轨跨导器的电路版图，其版图通过DRC、LVS、RCX验证，进行后仿真PS。

仿真结果表明：跨导增益、截止带宽均有下降，但基本与前仿真一致。

关键字：轨对轨；CMOS 全差分跨导器；跨导-电容双二阶滤波器；电压比较器AbstractWith the high speed development of integrated circuit, the study and design of current-mode circuit has becoming a popular advanced topic in microelectronics or integrated circuit fields of domestic and overseas. Fully differential operational transconductor amplifier (FD OTA) is a general integrated circuit standard of the current-mode circuit , and it is a basis between analog system and digital mixed system.The applications contain Voltage comparator and continuous time transconductance-capacitance filter.This paper mainly studies a new type transconductor with input of fully differential and rail-to-rail, its input/output dynamic range is linear adjustable, and using the transconductor circuit structure multifunctional Biquad filter of voltage mode and current mode. The main work is summarized as follows:Firstly, a new CMOS fully differential OTA circuit with rail-to-rail input and linear adjustable is designed, The fully differential circuit contains main amplifier and common mode feedback (CMFB)circuit . The main amplifier is both P-type、N-type paralleling gate pole.Circuit is only primary structure. Under the condition of SMIC 0.18 µm process and power voltage of 1.8 V, With Cadence application software, the simulation results show that: single grade transconductance gain is -69.7 dB, output current -3 dB by up to 396 Mhz bandwidth, input linear range expand to ±0.7 V, output current range expand about 5 times without source negative feedback resistance.CMRR for -124 dB, PSRR for -62 dB, and power consumption for 1.5 mW through continuous adjusting source resistance (0 to 30 KΩ ).Secondly, based on the design of the CMOS fully differential OTA circuit, a voltage comparator and voltage mode / current mode fully differential multifunctional Biquad filters are designed ,and all sorts of function operation analog respectively. Analog include adder and integrator with voltage mode fully differential and current mode fully differential. According to the input parameters, the Biquad filter can realize low-pass, high-pass, band-pass, band resistance four functions. The voltage mode and current mode four order filters are designed by the Biquad filter, and the validity of the design is verified with Cadencesoft.Thirdly, a CMOS fully differential OTA circuit layout is designed and mapped without source negative feedback resistance. And the layout is through the DRC, LVS, RCX verification, post simulation (PS). The simulation results show that: the overall performance of PS is consistent with the former simulation except for a slight decrease of transconductance gain, the -3dB bandwidth and linear range.Key words: rail-to-rail; CMOS fully differential OTA; transconductance-capacitance Biquad filter; voltage comparator目 录摘 要I Abstract II 第一章 绪论1§1.1引言 (1)§1.1.1模拟集成跨导放大器概述 (1)§1.1.2 研究目的和意义 (1)§1.2国内外研究现状 (2)§1.3本论文内容安排 (3)第二章 全差分跨导运算放大器基本原理及其非线性分析4§2.1 全差分跨导运算放大器理论 (4)§2.1.1全差分跨导运算放大器符号表示 (4)§2.1.2全差分跨导运算放大器结构框图 (5)§2.2 全差分电路的线性化技术 (7)§2.3全差分结构和伪差分结构比较 (9)§2.4 本章小结 (10)第三章 新型线性可调节FD OTA设计关键技术与仿真实现11§3.1 FD OTA电路总体结构设计 (11)§3.1.1轨对轨交叉耦合差动式CMOS输入级 (11)§3.1.2电路中使用的电流镜 (13)§3.2 电路中使用的共模反馈电路 (17)§3.3电路中使用的电压偏置电路 (18)§3.4主跨导器电路的设计和分析 (18)§3.5 CMOS FD OTA电路仿真验证 (22)§3.6 本章小结 (27)第四章 全集成 CMOS FD OTA的应用28§4.1电压比较器 (28)§4.1.1电压比较器的简单介绍 (28)§4.1.2 CMOS FD OTA模块构成的电压比较器 (28)§4.2全差分连续时间CMOS双二阶滤波器 (29)§4.2.1双二阶滤波器 (29)§4.2.2跨导-电容连续时间滤波器的设计方法 (30)§4.3跨导-电容模块的功能模拟 (31)§4.3.1全差分积分器简单介绍 (31)§4.3.2全差分跨导器模拟电阻 (32)§4.3.3全差分电压模式和电流模式的加法器 (32)§4.3.4全差分电压模式和电流模式的积分器 (33)§4.4双二阶CMOS FD OTA-C连续时间滤波器的设计 (35)§4.4.1电压模式双二阶CMOS FD OTA-C滤波器的设计和分析 (35)§4.4.2电压模式双二阶CMOS FD OTA-C滤波器的仿真验证 (36)§4.4.3电流模式双二阶CMOS FD OTA-C滤波器的设计和分析 (37)§4.4.4电流模式双二阶CMOS FD OTA-C滤波器的仿真验证 (38)§4.5四阶CMOS FD OTA-C连续时间滤波器的设计 (39)§4.5.1 电压模式四阶CMOS FD OTA-C滤波器的设计电路和仿真 (39)§4.5.2 电流模式四阶CMOS FD OTA-C滤波器的设计电路和仿真 (40)§4.6本章小结 (41)第五章 基准源的设计和仿真42§5.1基准源的分类和特点 (42)§5.1.1带隙电压基准 (42)§5.1.2带隙电流基准 (44)§5.2电路中使用的基准电流源设计和仿真 (46)§5.2.1 带隙基准电流电路的工作原理 (46)§5.2.2电路分析 (47)§5.2.3电路仿真 (47)§5.3本章小结 (49)第六章 电路版图设计、验证和后仿真50§6.1模拟电路版图设计步骤 (50)§6.2版图设计中的注意事项 (50)§6.3电路版图设计和后仿真实现全过程 (51)§6.4本章小结 (53)第七章 总结与展望55§7.1 总结 (55)§7.2 展望 (55)参考文献57致 谢60作者在攻读硕士期间主要研究成果61第一章绪论第一章 绪论§1.1引言电流模式设计方法是近几十年的重大发现和未来模拟集成电路发展的新阶段。

cmos峰值检测电路的研究背景和意义摘要：一、研究背景1.峰值检测电路的应用需求2.国内外研究现状二、研究意义1.提高检测精度2.降低系统成本3.简化电路设计4.拓展应用领域正文：随着科技的不断发展，峰值检测电路在众多领域中发挥着越来越重要的作用。

研究背景和意义如下：一、研究背景1.峰值检测电路的应用需求在现代电子系统中，信号的处理和分析至关重要。

峰值检测电路作为信号处理环节中的一环，对于后续信号处理和分析的结果具有重大影响。

在很多应用场景中，如通信、测量、控制等领域，都需要对信号的峰值进行准确检测。

因此，研究一种高性能、低成本的峰值检测电路具有实际意义。

2.国内外研究现状近年来，国内外学者对峰值检测电路的研究不断深入。

在电路拓扑结构、检测算法等方面取得了一定的成果。

然而，现有的峰值检测电路仍然存在一定的局限性，如检测精度不高、抗干扰能力差、电路复杂等问题。

为了解决这些问题，有必要进一步研究新型峰值检测电路。

二、研究意义1.提高检测精度研究新型峰值检测电路有助于提高检测精度。

通过优化电路设计和检测算法，可以使检测结果更加准确，从而提高整个系统的性能。

2.降低系统成本新型峰值检测电路应具有较低的成本。

通过采用简化的电路结构和元器件，可以降低电路制造成本。

此外，低成本的峰值检测电路有助于降低整个系统的成本，提高市场竞争力。

3.简化电路设计研究新型峰值检测电路可以简化电路设计。

通过创新性的电路拓扑结构和模块化设计，可以减少电路中的相互影响，提高电路的可靠性。

4.拓展应用领域新型峰值检测电路的应用前景广阔。

不仅可以应用于传统的通信、测量、控制等领域，还可以拓展到新兴领域，如物联网、生物医学等。

这将有助于推动我国电子产业的发展。

总之，研究cmos峰值检测电路具有重要的理论和实际意义。