高频开关型电源

高频开关型电源一、高频开关型电源的基本原理调整管工作于开关状态，输入电源或负载变化时，改变控制信号的脉冲宽度或频率，即可改变调整管的导通时间，从而使输出电压稳定不变。

调整管导通时，两端的电压接近于零，导通功耗小；关断时，流过的电流基本上为零，关断功耗非常小，因此效率很高，已达到90％以上。

为了提高开关电源的工作频率，谐振型开关电源受到普遍重视。

目前通信用谐振型开关稳压电源的工作频率已达400kHz。

由于工作频率大大提高，直流变换器中的变压器、滤波电感和电容的体积和重量大大减小，功率密度可达0.37W/cm3。

相控只能达0.043 W/cm3。

相同条件下，开关电源的体积只有相控的20％。

1、主器件1）功率开关器件：开关管主要采用MOSFET。

M、O、S 金属、氧化物、半导体(Metal Oxide Semiconductoe ) F、E、T场、效应、晶体管( Field Effect Transistor)；是电压控制型，需要在G、S极间有一定的电压V GS或－V GS，产生相应的漏极电流I D或－I D。

N管的导通条件：V G＞V S、V GS=0.45-3V ，N管才导通。

V GS越大，I D越大；P管的导通条件：V G＜V S、－V GS=0.45-3V ，P管才导通。

－V GS越大－I D越大。

它的优点是少数载流子导电，开关速度快，几百kHz均可应用；输入阻抗高，驱动功率小；漏-源间的通态电阻为正温度系数，可直接多管并联，无需加均流措施。

它的缺点是饱和压降较高。

现在已采用一种新型的开关组合方式——MOSFET和IGBT并联，可解决饱各压降较高的问题，同时满足容量大，损耗小的要求。

2）高频变压器：磁心采用铁氧体或非晶态材料。

3）整流二极管：采用快恢复软特性二极管。

4）高频电容：要求等效串联电阻小，峰值电流要适当大，发热少，温升低，便于多个并联。

对于电容量来讲，使用频率越高，表的容量越小，电容器两端的直流电压与交流峰值电压之和需小于浪涌电压额定值。

一般来讲应具有：耐高的纹波电压、耐高温、耐高的峰值电流、小型化、高频化。

选择合适的高频电容器就能保证整流器的工作寿命长。

2、高频开关型电源的组成相控型整流器，虽然效率较高，但是由于工作频率很低，所以变压器和滤波元件的体积和重量较大，随着通信技术的高速发展，传统的相控型整流电源逐渐被高频开关型电源所取代。

高频开关型整流器通常由工频滤波电路、工频整流电路、功率因数校正电路、直流—直流变换器和输出滤波器等部分组成，如图2-16所示，众所周知，在输出功率一定的条件下，变压器铁芯的截面积与频率成反比。

当工作频率由相控型电源的50Hz提高到开关电源的50kHz时，频率升高了1000倍，因此铁芯的截面积将大大减小，重量也大大减轻。

与传统的相控型整流电源相比，开关型电源不仅可省去笨重的工频变压器，而且滤波电感的体积和重量也因工作频率提高而大大减小，所需滤波电容的容量也可大大减小。

例如48V/1200A开关型电源的重量为320kg，功率因数为0.99，效率为90％，同容量的相控型电源的重量为1752kg，功率因数小于0.7，效率也在70％以下。

224225图2-16 开关型稳压电源的基本组成3、高频开关型电源的分类高频开关型电源的主要组成部分是直流—直流变换器，根据直流—直流变换器的工作原理，开关型稳压电源可分为PWM(脉宽调制)型开关稳压电源和谐振型开关稳压电源。

根据输入电路和输出电路的关系，直流变换器可分为不隔离式变换器和隔离式变换器。

在不隔离式变换器中，根据输出电压与输入电压的关系，又可分为升压型变换器、降压型变换器和反相型变换器。

在隔离式变换器中，根据变换器电路的结构，又可分为单端反激变换器、单端正激变换器、推挽式变换器、半桥式变换器和全桥变换器。

二、功率变换电路PWM 型开关电源功率转换电路有推挽、全桥、半桥以及单端反激、单端正激等，下面分别介绍。

1、推挽式功率转换电路推挽式功率转换电路如图2-2所示。

高压开关管BG1、 BG2由驱动电路控制基极，以PWM 方式激励而交替通断，输入直流电压被变换成高频方波交流电压。

当BG1导通时，输入电源电压E 通过BG1施加到高频变压器B1的原边绕组N1，由于变压器具有二个匝数相等的主绕组N1，故在BG1导通时，在截止晶体管BG2上将施加两倍电源电压(即2E)。

当基极激励消失时，一对高压开关管均截止，它们的集电极施加电压均为E 。

当下半个周期， BG2被激励导通，截止晶体管BG1上施加2E 的电压，接着又是两晶体管都截止的时期， V CE1和V CE2均为E 。

下一个周期重复上述过程。

在晶体管导通过程中，集电极电流除负载电流成分外，还包含有输出电容器的充电电流和高频变压器的励磁电流，它们均随导通脉冲宽度的增加而线性地上升。

这便是高压开关管稳态运行时集电极电压和电流的基本规律，其波形亦如图2-17所示。

在开关的暂态过程中，由于高频变压器副边开关整流二极管反向恢复时间内所造成的短路以及为了抑制集电极电压尖峰而设置的RC 吸收网络的作用，当高压开关管开通时，将会有尖峰冲击电流；在关断瞬间，由于高频变压器漏感储能的作用，在集射极间会产生电压尖峰，如图2-2所示。

尖峰电压的大小随集电极电路的配置，高频变压器的漏感以及电路的关断条件的不同而异，该尖峰电压有可能使高压开关管承受两倍以上的输入电压，以220V ±10％的电网电压为例，稳态截止电压的最大值约为680V，加上暂态过程中的尖峰电压，226则推挽式电路高压开关管必须能承受800V 以上的电压，这给选择元件带来了困难。

此外，原边绕组只有一半时间工作，高频变压器的利用率太低。

但是，电路只用两个高压开关管便能获得较大功率输出，而且，一对晶体管的发射极相连，两组基极驱动电路彼此间就无需隔离，这样不仅驱动电路和过流保护电路可以简化，而且可供选择的余地也就增大，这是该电路的优点。

图2-17 推挽式功率转换电路及其波形2、全桥式功率转换电路全桥式功率转换电路如图2-18所示。

高压开关管BG1、BG2、BG3和BG4组成桥的两臂，高频变压器B1连接在它们中间，相对的二对晶体管BG1，BG4和BG2，BG3由驱动电路以PWM 方式激励而交替通断，将直流输入电压变换成高频方波脉冲电压。

其工作过程和推挽式功率转换电路一样。

当一组高压开关管(例如BG1， BG4)导通时，截止晶体管(BG2， BG3)上施加的电压即为输入电压E ，当所有晶体管均截止时，同臂上的两个高压开关管将共同承受输入电压(即 2E )。

由高频变压器漏感引起的电压尖峰，当其超过输入电压时，反向并接在高压开关管集射之间的高速续流二极管便导通，集电极电压被箝位在输入电压上。

集电极电流同样也有尖峰，如图2-3所示。

由此可见，全桥式电路高压开关管稳态时其最高施加电压即为输入电压，暂态过程中的尖峰电压变被箝位于E ，比起推挽式电路来要低一半还多，这就为晶体管的选择带来了方便；而且，箝位二极管将漏感储能归还给输入电源，也有益于提高效率。

又因，输入电压直接施加在高频变压器上，高压开关管的耐压要求低，宜于获得大功率输出。

但是，电路要使用四个高压开关管，需要四组彼此绝缘的基极驱动电路，电路复杂，元器件多，是其缺点。

227图2-18 全桥式功率转换电路及其波形3、半桥式功率转换电路半桥式功率转换电路如图2-19所示。

它和全桥式电路相似，只是其中高压开关管只有两个，另外两个由电容器C01和C02取代，其工作原理如下：图2-19 半桥式功率转换电路及其波形当一对高压开关管均截止时，若电容器C01和C02的容量相等而且电路对称，则电容 中点A 的电压为输入电压的一半，即V C01＝V C02＝2E 。

当BG1被基极驱动电路以PWM 方 式激励导通时，电容C01将通过BG1和高频变压器B1的原边绕组N1放电，同时，电容228C02则通过输入电源、 BG1和B1的原边绕组N1充电，中点A 的电位在充放电过程中将按指数规律下降，在BG1导通终了时， V A 将下降至 2E －△E ；接着是一对晶体管都截止的时期，此时， V CE1＝V C01＝V CE2＝V C02，它们都接近输入电源电压的一半；当BG2被激励导通时，电容C01将被充电，电容C02将放电，中点A 的电位在BG2导通终了时将增至 2E ＋△E ，亦即中点A 的电位在开关过程中将在2E 的电位上以±△E 的幅度作指数变化(参见图2-19)。

显然，和全桥式电路同样，一个晶体管导通时，截止晶体管上施加的电压大致和输入电压相等。

晶体管由导通转为截止的关断过程中，漏感引起的尖峰电压亦将被二极管箝位，因此，高压开关管上承受的最高电压亦不超过电源电压，而且，晶体管的数量只有全桥式的一半，这是它的优点。

但是，高频变压器上施加的电压幅值只有输入电源电压的一半，欲得到和全桥，推挽式电路相同的输出功率，高压开关管必须流过两倍的电流；此外，它必须要有两个输入电容，而且流过跟电路工作频率相同的充放电电流，电压脉冲的顶部有倾斜是其不足，一般，半桥式只宜获得中等容量输出。

然而，半桥式电路有一个极其重要的特点是具有抗不平衡能力，这是它获得广泛应用的一个重要原因。

三种功率转换电路的比较上述三种型工的功率转换电路有各自的特征可归纳成表2-1。

表2-1 功率转换电路4、谐振型变换器PWM 型开关电源具有控制简单，稳态直流增益与负载无关等优点。

缺点是开关损失随开关频率的提高而增加。

故限制了开关频率进一步提高。

谐振型开关电源则可使开关电源在更高的频率下工作而开关损失很小。

早期的谐振变换器电路是为了使导通的闸流管或晶闸管能够关断而提出的，这是因为闸流管导通后不能靠自己的栅极（或控制极）的信号而关断，它们必须在其阳极电流下降到零以后才能关断。

在谐振变换器中利用谐振现象，开关器件中的电流可以自己减小到零而实现器件的关断。

后来，出现了既能控制导通，又能控制关断的双极型功率晶体管和功率场效应管，可以实现PWM控制，因此在较小功率范围内，PWM型变换器发展很快，谐振型变换器又是因为这种变换器电路能够使开关损失减小，工作频率提高，从而可以使开关变换器进一步小型化。

PWM型变换器开关损失较大的原因，主要是由于开关器件的通断都是强制的，在理想情况下，开关器件的电压、电流波形都是方波。

但是，由于开关器件又是非理想的，即开和关不能瞬时完成，都需要一定的时间，开关器件及与之相连接的元件都可能有些寄生参数而使开关器件的电压，电流波形又不是纯方波（见图2-20），因此，在开关过程中，产生了开关器件的电压，电流波形交叠现象，从而产生了开关损失。

图2-20 PWM开关的电压、电流波形显然，随着频率的增加，开关损失在全部损失中所占比例也增加。