下载文档原格式
三菱 通用 AC伺服SSCNETⅢ/H接口型号MR-JE-_B伺服放大器技术资料集使用前请务必阅读。
在安装、运行、维护及检查前，请务必熟读本技术资料集、使用手册及相关资料，以便正确使用。
请在熟读机器的相关知识、安全信息及注意事项的所有内容后进行使用。
本技术资料集中，分为“危险”与“注意”两类安全注意事项。
危险 操作错误时，可能引起危险，造成死亡或重伤。
注意 操作错误时，可能引起危险，造成中度伤害、轻度伤害或财产损失。
此外，即使注意事项中记载的内容，有时也有造成严重后果的可能性。
两者所记均为重要内容，请务必遵守。
禁止及强制图表的表示内容如下所示。
表示禁止（严禁采取的行为）。
比如“严禁烟火”为。
表示强制（必须采取的行为）。
比如需要接地为。
在本技术资料集中，对不会造成财产损失的注意事项及其它功能等的注意事项作为“要点”进行区分。
仔细阅读本手册后请妥善保管，以便使用者可以随时取阅。
1.防止触电危险因为有触电的危险，所以请在关闭电源并经过15分钟以上，请确认充电指示灯熄灭后再进行接线作业或检查。
而且，确认充电指示灯是否熄灭时，请务必在伺服放大器的正面进行。
伺服放大器及伺服电机必须确保接地良好。
接线作业或检查应由专业技术人员进行。
伺服放大器及伺服电机请在安装后再接线。
否则会造成触电。
请勿用湿手操作开关。
否则会造成触电。
请勿损伤电缆、对其施加过大应力、在其上放置重物或挤压等。
否则会造成触电。
为了防止触电，请务必将伺服放大器的保护接地（PE）端子（带有符号的端子）连接到控制柜的保护接地（PE）上。
使用漏电断路器（RCD）时，请选用B型。
为避免触电，请在电源端子的连接部进行绝缘处理。
2.防止火灾注意请将伺服放大器、伺服电机、再生电阻安装在不可燃物上。
直接安装在可燃物上或安装在靠近可燃物的地方，可能会造成冒烟及火灾。
在电源和伺服放大器的电源（L1・L2・L3）间请务必连接电磁接触器，在伺服放大器的电源侧形成可以切断电源的结构。
第一章绪论学习要求：✧常用通信术语；✧模拟信号与数字信号的定义；✧通信系统的组成、分类、和通信方式；✧数字通信系统的优缺点；✧离散消息的信息量、平均信息量（信源熵）的计算；✧衡量模拟通信系统和数字通信系统的性能指标；✧传码率、传信率、频带利用率、平均传信率和最大传信率的计算及其关系；✧误码率和误信率的定义及计算。
一、简答题1．消息、信息、信号，通信的含义是什么？通信系统至少包含哪几部分？2．试画出模拟和数字通信系统的模型图，并指出各组成部分的主要功能，说明数字通信系统有什么特点？3．举例说明单工、半双工及全双工的工作方式及其特点。
4．举例说明如何度量信息量。
5．通信系统的性能指标是什么？这些性能指标在模拟和数字通信系统中指的是什么？二、综合题1.设有四个符号，其中前三个符号出现的概率分别为1/4，1/8，1/8，且各符号的出现是相对独立的。
试计算该符号集的平均信息量。
H x 1.75 bit/符2.一个由字母A、B、C、D组成的字，对于传输的每一个字母用二进制脉冲编码，00代替A、01代替B、10代替C，11代替D，每个二进制脉冲宽度为5ms。
（1）不同字母是等可能出现时，试计算传输的平均信息速率；（2）若每个字母出现的可能性分别为1 1 1 3P A ，P B ，P C ，P D5 4 4 10 试计算传输的平均信息速率。
R b max 200 bit/sR b 198.5 bit/s3.国际莫尔斯电码用“点”和“划”的序列发送英文字母，“划”用持续3单位的电流脉冲表示，“点”用持续1单位的电流脉冲表示；且“划”出现的概率是“点”出现概率的1/3。
（1）计算“点”和“划”的信息量；（2）计算“点”和“划”的平均信息量。
I 2 bit I. 0.415 bitH x 0.81 bit/符4.设一信息源的输出由128个不同的符号组成，其中16个出现的概率为1/32，其余112出现的概率为 1/224。
实验十三帧同步信号提取实验一、实验目的1、掌握巴克码识别原理。
2、掌握同步保护原理。
3、掌握假同步、漏同步、捕捉态、维持态的概念。
二、实验内容1、观察帧同步码无错误时帧同步器的维持态。
2、观察帧同步器的假同步现象、漏识别现象和同步保护现象。
三、实验仪器1、信号源模块2、同步信号提取模块3、20M双踪示波器一台4、频率计（选用）一台5、连接线若干四、实验原理在本实验中，帧同步识别器第一次识别到的与帧同步码相同的码元序列被认为一定就是正确的帧同步码而不会是与帧同步码完全相同的数据（因为当各模块上电复位后NRZ码是从第一位开始输入帧同步识别电路的，而帧同步集中插入在NRZ码的第二位至第八位，所以帧同步识别电路第一次识别到的与帧同步码相同的码元序列一定就是正确的帧同步码）。
此后只要识别器输出一致脉冲信号，就将该信号延迟24位以后再与第一次识别到的帧同步信号比较，若相位相同，则输出正确的帧同步信号，若相位不同，则判断为假识别信号，给予滤除。
电路原理图如下所示：单片机程序流程图如下：主程序：假同步保护程序：漏同步保护程序：五、实验步骤及注意事项1、将信号源模块、同步信号提取模块小心地固定在主机箱中，确保电源接触良好。
2、插上电源线，打开主机箱右侧的交流开关，再分别按下两个模块中的开关POWER1、POWER2，对应的发光二极管LED01、LED02发光，按一下信号源模块的复位键，两个模块均开始工作。
（注意，此处只是验证通电是否成功，在实验中均是先连线，后打开电源做实验，不要带电连线）3、将信号源模块输出的NRZ码设置为01110010 10101010 10101010，将信号源位同步信号的频率设置为15.625KHz，将同步信号提取模块的拨码开关SW01的第一位拨上，即将数字锁相环的本振频率设置为15.625KHz。
4、将信号源模块产生的NRZ码送入同步信号提取模块的信号输入点“NRZ1-IN”，用示波器双踪同时观察信号输出点“帧同步输出”的波形与送入的NRZ码的波形。
第32卷 第1期天文学进展Vol.32,No.1 2014年2月PROGRESS IN ASTRONOMY Feb.,2014 doi:10.3969/j.issn.1000-8349.2014.01.08异源信标对同波束VLBI差分时延实时解算的影响贺庆宝，刘庆会，吴亚军，陈冠磊，郑鑫(中国科学院上海天文台，上海200030)摘要：日本SELENE的两个小卫星Rstar和Vstar都搭载两个晶振作为VLBI多频点信标源的基准，其中一个晶振产生信号f1，另一个晶振产生信号f2和f3。
通过分析Rstar和Vstar的同波束VLBI观测数据，发现利用来自异源的两对频点信号(f1,f3)的相关相位解算差分时延时，由差分频率与仪器时延差相乘所引起的相位误差较大，从而导致差分群时延的精度不高以及差分相时延的实时解算成功率不高。
利用来自同源的两对频点信号(f2,f3)的相关相位来求解差分时延，与利用异源信标相比，上述误差值为原来的1/64，使得差分群时延精度提高，差分相时延实时解算成功率也大幅提高。
分析结果表明，若把台站间的仪器时延差(包括钟差)修正至1µs时，将有望进一步提高差分相时延的解算成功率。
基于上述分析结果给出了适宜于同波束VLBI观测的同源信标源设计方案。
关键词：同波束VLBI；信标源；钟差；差分群时延；差分相时延中图分类号：P228.6文献标识码：A1引言甚长基线干涉测量(Very Long Baseline Interferometry,VLBI)技术是深空探测中航天器精密测定轨的重要手段之一[1]，而同波束VLBI技术由于其超高的测量精度被应用于多个航天器的精密测定轨及行星科学探测中[2]。
日本的SELENE(SELenological and ENgineering Explorer)任务使用同波束VLBI技术，实现了月球卫星10m左右的精密测定轨[3]。
SELENE由3个卫星组成，即绕100km极轨圆轨道飞行的三轴稳定主卫星和绕椭圆轨道飞行的2个自旋稳定小卫星Rstar和Vstar[2,4]。
2个小卫星上分别发送S频段的3个点收稿日期：2013-03-22；修回日期：2013-11-18资助项目：中国科学院百人计划；国家自然科学基金(11273049,11073048)；863项目(2012AA121603)；空间毫米波VLBI阵列背景型号(XDA04060705)；上海市科学委员会(08DZ1160100)通讯作者：贺庆宝，qbhe@1期贺庆宝，等：异源信标对同波束VLBI差分时延实时解算的影响129频信号(f1,f2,f3)[2,5]，频率均为2212、2218、2287.3125MHz[3,6]。
SELENE任务在利用这3对信号的相关相位求解差分相时延时，采用的是事后模式解算，即在约30min弧段内统一求解整周模糊度，取其出现次数最多的值为解算值；然后通过差分相时延轨道拟合后的残差再对整周模糊度进行修正，最终获得了85%的差分相时延解算成功率[3]。
SELENE的同波束VLBI观测主要是为了进行重力场反演等科学研究，可采用事后解算的模式。
在我国今后的月球采样返回和载人登月等任务中，将利用同波束VLBI技术对轨道器和返回器进行快速测定轨，需要在1min之内实时地解算出差分时延。
针对这种需求，我们对SELENE数据进行实时模式的求解，发现差分相时延的解算成功率偏低。
经分析，我们发现其主要原因在于Rstar与Vstar分别利用2个晶振作为3个点频信号的基准以及地面台站间的仪器时延差(包含钟差和装置时延差)未修正所引起的。
利用来自同一个晶振的2个频点的差分相关相位来求解差分相时延，与原来的利用异源信标相比，解算成功率大幅提高。
分析结果表明，在两台站间仪器时延差修正至1µs时，有望进一步提高差分相时延的解算成功率。
基于上述分析结果本文给出了适宜于同波束VLBI观测的同源信标源设计方案。
2异源信标与同源信标的卫星频率差分日本VERA(VLBI Exploration of Radio Astrometry)有4个VLBI台站(MZSW、IRIK、ISGK、OGSW)，其天线口径均为20m，根据对天线的指向特性和相位特性的实测结果，在Rstar和Vstar角距离小于0.56◦时，具有对其进行同波束VLBI观测的能力[2,7]。
我们对VLBI台站同时接收到的Rstar和Vstar信号的频率进行差分处理，发现其结果与理论值存在较大差异。
图1给出了2008年3月9日IRIK站的两卫星3个频点实测频率的差分。
图中∆f1是Rstar的f1频点实测值减去Vstar的f1频点实测值，∆f2、∆f3含义类似。
图1Rstar对Vstar实测频率的差分130天文学进展32卷地面台站实际接收到的信号的频率包括两部分，即卫星的真实发射频率与多普勒频移。
计算可知频点f1和f2多普勒频移之差在±65Hz以内，f2和f3多普勒频移之差在±750Hz 以内。
如果Rstar和Vstar的实际发射频率相等，图1中的∆f1与∆f2应十分接近，而得到的结果却是∆f1与∆f2差别较大，∆f2与∆f3较接近。
我们把卫星间差分后的频率再在3个频点间进行差分，结果如图2所示。
图2中∆∆f12是图1中的∆f2减去∆f1的值，∆∆f13、∆∆f23的含义类似。
由图2可看到，曲线∆∆f12较平，因为f1和f2多普勒频移的差分较小。
曲线∆∆f13与∆∆f23有约250Hz的波动，反映了f1与f3之间、f2与f3之间多普勒效应的差异。
由于在相关处理时根据轨道预测值对多普勒频移进行了改正，其对相关相位的影响不大，为简便起见，本文后面只重点研究卫星发射频率的影响。
图2中曲线∆∆f12与∆∆f13的值在−3200Hz左右，曲线∆∆f23的值在0Hz附近波动。
这样的结果并不是偶然现象，我们随机分析了十几天的观测数据，结果都非常类似。
图2两卫星频率差分后再在f1、f2、f3之间差分由SELENE卫星设计文献可知，Rstar与Vstar各自利用2个晶振作为信标源的基准。
图3给出了Rstar和Vstar的信标源结构图[8]。
如图所示，f1频点的基准为一个晶振，f2和f3频点的基准为另一个晶振。
结合图3的信标源结构图，图2中3条曲线的卫星发射频率的差值部分可表示如下：∆∆f=(f R2−f V2)−(f R1−f V1)=32(f OR2−f OV2)−32(f OR1−f OV1),(1) 12=(f R3−f V3)−(f R1−f V1)=33(f OR2−f OV2)−32(f OR1−f OV1),(2)∆∆f13∆∆f=(f R3−f V3)−(f R2−f V2)=f OR2−f OV2,(3) 23其中，f R1、f R2、f R3分别是Rstar的3个发射频率，f V1、f V2、f V3分别是Vstar的3个发射频率。
f OR1、f OR2分别是Rstar的2个晶振的输出频率，f OV1、f OV2分别是Vstar的21期贺庆宝，等：异源信标对同波束VLBI差分时延实时解算的影响131图3Rstar和Vstar的信标源结构图个晶振的输出频率，∆∆f12、∆∆f13、∆∆f23分别是卫星发射频率间的差分值。
事实上，尽管Rstar和Vstar的晶振标称频率相同，但实际中存在差异。
图2中曲线∆∆f12的值约为−3200Hz，且含多普勒效应的值非常小，结合式(1)可得晶振差异值：(f OR2−f OV2)−(f OR1−f OV1)≈−100.(4)结合式(4)与图2中曲线∆∆f23的值，可得式(3)的值∆∆f23在−50Hz左右。
式(3)中两个频点的基准为同一晶振，使得晶振差异值未被放大，而式(1)、(2)中两个频点的基准为不同晶振，致使晶振频率差异值被放大32或33倍，这将对差分时延的实时解算产生不利影响。
3异源信标与同源信标的差分时延实时解算Rstar和Vstar的差分时延是先由较窄带宽的差分群时延求出较宽带宽的差分群时延，再由较宽带宽的差分群时延解算差分相时延，其详细解算过程在文献[1]中给出。
本文着重分析文献[1]的算法中未考虑的两卫星频率差分结果不一致所带来的影响。
考虑到此影响后，差分相关相位表示如下：∆φ2−∆φ1=2π[(f R2−f R1)∆τR−(f V2−f V1)∆τV]+2π∆∆f12τc−2π∆N12+σ12,(5)∆φ3−∆φ1=2π[(f R3−f R1)∆τR−(f V3−f V1)∆τV]+2π∆∆f13τc−2π∆N13+σ13,(6)∆φ3−∆φ2=2π[(f R3−f R2)∆τR−(f V3−f V2)∆τV]+2π∆∆f23τc−2π∆N23+σ23,(7)其中∆φ是Rstar与Vstar相关相位的差分，∆τR、∆τV分别是Rstar与Vstar的残余时延，τc是两个台站的仪器时延差(包括钟差和装置时延差)以及由大气和电离层等引起的介质时延差[3]，其中仪器时延差为微秒量级，而大气和电离层时延差在纳秒量级，N是对应的整周模糊度，σ是由噪声引起的相位误差。
在Rstar和Vstar的同波束VLBI差分相时延解算中，考虑到f R1、f R2、f R3分别与f V1、f V2、f V3的标称值相同，所以SELENE任务后来在解算差分时延时认为f R2−f R1=132天文学进展32卷f V2−f V1，f R3−f R1=f V3−f V1，f R3−f R2=f V3−f V2，这样式(5)、(6)、(7)简化为：∆φ2−∆φ1=2π(f2−f1)∆τ12−2π∆N12+σ12,(8)∆φ3−∆φ1=2π(f3−f1)∆τ13−2π∆N13+σ13,(9)∆φ3−∆φ2=2π(f3−f2)∆τ23−2π∆N23+σ23,(10)其中差分群时延∆τ12、∆τ13、∆τ23由∆τR减∆τV得来。
理论上，带宽越宽，解算的差分群时延精度越高，所以SELENE的传统算法是先解算∆τ12，再用∆τ12解算∆τ13，最后用∆τ13解算差分相时延∆τ1。
图4给出了2008年3月9日IRIK-OGSW基线用差分群时延∆τ13求解的差分相时延∆τ1结果。
理论上∆τ12、∆τ13、∆τ1相等，图4中的∆τ12与∆τ13相隔3ns左右，∆τ1有一个模糊度的上下跳变，∆τ13的值在∆τ1中间附近，这些现象是由式(5)、(6)简化为式(8)、(9)所造成的。
式(5)、(6)与式(8)、(9)右边的第一项有差别，但因为Rstar和Vstar轨道预测精度高，残余时延在纳秒量级，所以它们第一项的相位差值在10−5rad水平。
式(5)、(6)右边的第二项在式(8)、(9)中被省略，它可看作是差分频率与仪器时延差的乘积。
