第5章 滤波器结构

α max
切比雪夫滤波器的幅度平方函数
1 H (ω ) = 1.0357016 ω 4 − 1.0357016 ω 2 + 1.25892541
2
1 H ( s) H (− s) = 1 .0357016 s 4 + 1 .0357016 s 2 + 1 .25892541
幅度平方函数的极点
令
s 2 = −ω 2
s1 = 1.0500049e j 58.48 s 2 = 1.0500049e j121.52 s3 = 1.0500049e − j121.52 s 4 = 1.0500049e − j 58.48
系统函数H(s)的极点由幅度平方函数的左半 平面极点（s 2 , s 3 ）决定，由于n为偶数，有
1、低通滤波器转换成高通滤波器
H (ω )
低通滤波器
高通滤波器
0
ω
1、低通滤波器转换成高通滤波器
归一化低通到归一化高通的频率变换可表示为
1 sL = sH
归一化频率之间的关系为 1 ωL = ωH
将平面上的低通特 性变换为平面上的 高通特性
当ωL为0→1时，则ωH取 值为∞→1；当ωL为1→∞ 时，则ωH取值为1→0。滤 波器低通的通带变换到高 通的通带，而低通的阻带 变换到高通的阻带。
1、巴特沃思低通滤波器与切 比雪夫低通滤波器的比较
H (ω )
巴特沃思低 通滤波器
切比雪夫低 通滤波器
0
ω
三阶巴特沃思低通滤波器和切比雪夫低通滤波器幅频特性
1、巴特沃思低通滤波器与切 比雪夫低通滤波器的比较
切比雪夫滤波器是由切比雪夫多项式的正交函数 推导出来的，采用了在通带内等波动，在通带外 衰耗单调递增的准则去逼近理想滤波器特性。 在通带内是等波纹的，在阻带内则是单调下降 的，称为切比雪夫Ⅰ型。 在通带内是单调的，在阻带内是等波纹的，称为 切比雪夫Ⅱ型。

5.2.2 直接形式Ⅰ型
N+M级延时单元
实现零点
实现极点
5.2.3 直接形式Ⅱ型
延时单元最少，又称典范结构(Canonic form Network)
直接形式结构的特点：
1) I型需要N+M级延时单元，II型需要N个延时单元。 2) 系数 ak , bk 对滤波器的性能控制作用不明显。
3) 直接形结构对于系数的变化过于敏感，尤其对于有限精 度情况下，会出现不稳定或较大误差。
5.3.5 并联形式
对 H ( Z ) 进行因式分解，表示成 N1 个一阶系统， N 2 个二阶 系统以及延时加权单元并联组合而成。
H ( z)
M N

k 0
Gk z k
N2 Ak 0 k 1k z 1 1 1 2 1 c z 1 z z k 1 k 1 k 1k 2k N1
5.3.4 级联形式
对 H ( Z ) 进行因式分解，表示成一系列二阶因子相乘的形式 。
1 1k z 1 2 k z 2 H ( z ) A A H k ( z ) 1 2 2k z k 1 1k z k
级联结构二阶基本节
级联结构（M=N）
注意以下几点： (1)一般情况下，分式的分子和分母可以由一阶因子和二阶 因子组成，但是为了对该结构进行统一，均采用二阶因子，不 足的可以用零系数补齐。统一用二阶节表示保持了结构上的一 致性，有利于时分多路复用。 (2)为什么二阶因子是最基本的?因为二阶因子是实系数， 而一阶因子通常包含复系数。 (3)级联能够单独调整滤波器的第k个零极点，而不影响其 它零极点的配置，便于调整滤波器的频率响应性能。 (4)对于分式中二阶节的配置有多种，同时若采用有限位字 长，其不同配置所带来的误差也不相同，存在优化问题。

H (z)

A
m1 N1
m1 N2
(1 ck z1) (11k z1 2k z2 )
k 1
k 1
将单实根因子看作二阶因子的特例：
46
M 1 2
(1 1m z1 2m z2 )
H (z) A m1 N 1 2 (1 1k z1 2k z2 ) k 1
：表示取整。
其中
Hi
(z)

1 1i z1 11i z1
2i 2i
z 2 z 2
,
级联结构：
i 0,1,..., m
X(n) H1（Z）
H2（Z）
。。。
Y(n) Hm（Z）
48
H(Z)的实现结构即可表示为基本二阶节 的级联形式。每个二阶节用典范型实现：
Z-1
Z 1 a1
y(n 1)
Z 1
a2
y(n 2)
Z 1 bM
x(n M )
Z 1
aN 1
y(n N 1)
Z 1
aN
y(n N)
实现N阶差分方程的直接I型结构
36
M=N
37
1）可直接差分方程或系统函数的标准形式画 出。两个网络级联：第一个横向结构M节延 时网络实现零点（分子，输入），第二个有 反馈的N节延时网络实现极点（分母，输 出） 。需要N+M级延时单元。
32
◦ 系统函数 ◦ 差分方程
M
bk z k
H(z)
k 0 N
1 ak zk

Y (z) X (z)
k 1
N
M
y(n) ak y(n k) bk x(n k)

|ω|≤ωp
在阻带内，幅度响应以误差小于δ2而逼近于零，即
| H ( e jω ) |≤ δ 2
ωs≤|ω|≤π
式中，ωp, ωs分别为通带截止频率和阻带截止频率，它们都是 数字域频率。幅度响应在过渡带（ωs-ωp）中从通带平滑地下降 到阻带，过渡带的频率响应不作规定。
第5章 无限长单位脉冲响应（IIR）数字滤波器的设计方法
第5章 无限长单位脉冲响应（IIR）数字滤波器的设计方法
5.1.2 滤波器的技术指标 理想滤波器(如理想低通滤波器)是非因果的， 其单位脉冲响 应从-∞延伸到+∞， 因此，无论用递归还是非递归方法， 理想滤 波器是不能实现的， 但在概念上极为重要。 一般来说，滤波器的性能要求往往以频率响应的幅度特性的 允许误差来表征。以低通滤波器为例，如图5-2（称容限图）所 示， 频率响应有通带、 过渡带及阻带三个范围（而不是理想的 陡截止的通带、阻带两个范围）。图中δ1为通带的容限，δ2为阻 带的容限。
第5章 无限长单位脉冲响应（IIR）数字滤波器的设计方法
无限长单位脉冲响应（IIR） 第5章 无限长单位脉冲响应（IIR） 数字滤波器的设计方法
5.1 基本概念 5.2 IIR滤波器设计的特点 滤波器设计的特点 5.3 常用模拟低通滤波器的设计方法 5.4 用脉冲响应不变法设计 用脉冲响应不变法设计IIR数字滤波器 数字滤波器 5.5 用双线性变换法设计IIR数字滤波器 用双线性变换法设计 数字滤波器 5.6 设计 设计IIR滤波器的频率变换法 滤波器的频率变换法 5.7 Z平面变换法 平面变换法
第5章 无限长单位脉冲响应（IIR）数字滤波器的设计方法
5.1.3 FIR型滤波器和 型滤波器 型滤波器和IIR型滤波器 型滤波器和 数字滤波器按单位脉冲响应h(n)的时域特性可分为无限长脉 冲响应IIR（Infinite Impulse Response）滤波器和有限长脉冲响应 FIR（Finite Impulse Response）滤波器。 IIR滤波器一般采用递归型的实现结构。其N阶递归型数字滤 波器的差分方程为