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第4章可逆控制和弱磁控制的直流调速系统正稿

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第4章 第1讲直流PWM可逆直流调速系统

第4章 第1讲直流PWM可逆直流调速系统

4.1.2 直流PWM可逆直流调速系统转速反向 的过渡过程
时刻，开始正向制动（ ） 在t2时刻，开始正向制动（abc）
给定信号U 从 阶跃下降到“ 给定信号 n*从UnN阶跃下降到“-UnN”， ， 对应于反向额定转速“ 对应于反向额定转速“-nN”。 。 由于电枢惯性，使得转速误差信号∆ 由于电枢惯性，使得转速误差信号∆Un突 然下降到“-2UnN”，ASR快速反向饱和， 然下降到“ ， 快速反向饱和， 快速反向饱和 Ui*＝-Uim。 ＝ 此后在ACR的快速调节下使电枢电流 d 跟 的快速调节下使电枢电流I 此后在 的快速调节下使电枢电流 维持在最大反向电枢电流“ 随“Ui*”维持在最大反向电枢电流“-Idm”， 维持在最大反向电枢电流 ，
PWM变换电源控制特性与数学模型 变换电源控制特性与数学模型
PWM变换器的控制一般采用锯齿 变换器的控制一般采用锯齿 波同步的自然采样调制法， 波同步的自然采样调制法 ， 或者 规则采样法。 规则采样法。 图 (b)是单极型 是单极型PWM调制原理， 调制原理， 是单极型 调制原理 占空比和控制电压Uc的关系为 占空比和控制电压 的关系为
U, i +Us Ud E id O t 0 on -Us -Us b) 正向电动运行波形 c) 反向电动运行波形 T t O 0 U, i +Us
γ = 2ρ – 1 γ = –1 ~ 0 ~ +1
ton
T
t id E Ud
4.1 直流 直流PWM可逆调速系统 可逆调速系统
双极式控制的桥式可逆PWM变换器有下列优点： 变换器有下列优点： 双极式控制的桥式可逆 变换器有下列优点 （1）电流一定连续； ）电流一定连续； （2）可使电动机在四象限运行； ）可使电动机在四象限运行； （3）电动机停止时有微振电流，能消除静磨擦死区； ）电动机停止时有微振电流，能消除静磨擦死区； （4）低速平稳性好，系统的调速范围大； ）低速平稳性好，系统的调速范围大； （5）低速时，每个开关器件的驱动脉冲仍较宽，有利 ）低速时，每个开关器件的驱动脉冲仍较宽， 于保证器件的可靠导通。 于保证器件的可靠导通。

VM可逆直流调速系统

VM可逆直流调速系统
瞬时电压差和瞬时脉动环流的大小因控制角的不 同而异，以下分析三相零式反并联可逆线路的情 况 ， f r 60
图4-13 配合控制的三相零式反并联可逆线路
的瞬时脉动环流（ f r 60） (a)三相零式可逆线路和瞬时脉动环流回路
(b) f 60 时整流电压
电动 反组整流
三
反向制动
－
+
－
回馈发电 正组逆变
四
2．逻辑控制的无环流可逆V-M系统
有环流系统反向快、过渡平滑，但环流电抗器累赘。 逻辑控制的无环流可逆系统:当可逆系统中一组晶闸管
工作时（不论是整流工作还是逆变工作），用逻辑关系 控制使另一组处于完全封锁状态，彻底断开环流的通路， 确保两组晶闸管不同时工作。 被封锁那组整流装置的移相触发环节应有配合控制所对 应的输入控制信号，但其输出触发脉冲通过逻辑控制作 用予以封锁，可以认为是移相触发环节处于“待工作” 状态，可根据需要随时送出必要的脉冲信号。
当环流为零时，应有
U d 0 f U d 0 max cos f
U d 0r U d 0 max cos r
如果反组的控制角用逆变 角表示，则
这称作α=β配合控制。
为了更可靠地消除直流平 均环流，可采用
U d 0r U d 0 f
cos r cos f （4-5）
r f 180
f r αf≥βr
（4-6） （4-7）
α=β配合控制实现
为了实现α=β配合控制，
可将两组晶闸管装置的触 发脉冲零位都定在90°。
当控制电压 Uc= 0 时，使 f = r = 90° ， 此 时 Ud0f = Ud0r = 0 ， 电 机 处

可逆控制和弱磁控制的直流调速系统正稿电力拖动自动控制系统

可逆控制和弱磁控制的直流调速系统正稿电力拖动自动控制系统

I —定子
相电流相量幅值和折合到定子侧的转子相电流相
量幅值 s—转差率
1.异步电动机的稳态等效电路
图5-2 异步电动机简化等效电路
2.异步电动机的机械特性
图5-3 异步电动机的机械特性
1.异步电动机的调速方法
所谓调速，就是人为地改变机械特性的参数，使电动机的稳定工 作点偏离固有特性，工作在人为机械特性上，以达到调速的目的。
为了避免大电容在合上电源开关K1后通电的瞬间产生过大的充电 电流，在整流器和滤波电容间的直流回路上串入限流电阻R0(或 电抗)，刚通上电源时，由R0限制充电电流，延时后经开关K2将R 0短路，以免长期接入R0时影响变频器的正常工作，并产生附加 损耗。
驱动电路的作用是将微机控制电路产生的PWM信号经功率放大后， 控制电力电子器件的开通或关断，起到弱电控制强电的作用。
第四章
第一节 1. 本组逆变阶段 2.它组整流阶段 3.它组逆变阶段 第二节 1. 异步电动机的调速 2. 同步电动机的调速 第三节 1.异步电动机的稳态等效电路 2.异步电动机的机械特性
图4-16 逻辑控制切换程序的流程图
1. 本组逆变阶段
图4-17 α=β配合控制有环流可逆直流 调速系统正向制动过渡过程波形
感谢下 载
感谢下 载
2.轻载降压节能运行
当电动机在额定工况运行时，由于输出功率大，总损耗只占很小的成分，所以效率ηN较高，一 般可达75%~95%，最大效率发生在(0.7～1.1)P2N的范围内。电动机容量越大时， ηN越高。
1.基频以下调速
当异步电动机在基频(额定频率)以下运行时，如果磁通太弱，没 有充分利用电动机的铁心，是一种浪费；如果磁通过大，又会使 铁心饱和，从而导致过大的励磁电流，严重时还会因绕组过热而 损坏电动机。

第四章 可逆直流调速系统

第四章 可逆直流调速系统

使U df 增加；2ALR的输入信号也正向增加，但由于
2ALR是反相器，故其输出u c t 2由正值减小，甚至变
成负值。反组VR的触发脉冲由零位后移，甚至进入
逆变位置，但反组的逆变电压U d r 小于正组的整流
电由压正组U流df 向。反因组此的，直在流两环组流变I流c 装。置此之时间正仍组然变存流在装着置
由晶闸管供电的直流调速系统，直流电动机 的励磁功率约为电机额定功率的3%～5%。反接 励磁所需的两组晶闸管变流装置的容量，比在电 枢可逆系统中所用晶闸管变流装置要小得多，从 而可节省设备投资。但由于励磁回路电感大，时 间常数较大，系统的快速性很差。而且反转过程 中，当磁通减小时，应切断电枢电压，以免产生 原来方向的转矩阻碍反向，此外要避免发生飞车 现象。这样就增加了控制系统的复杂性。
依据实现无环流原理的不同，无环流可逆系
1.可逆运行的实现方法 可逆运行的实现方法多
种多样，不同的生产机械可
根据各自的要求去选择，在
要求频繁快速正反转的生产 图4-1两组晶闸管供电的可逆电路 机械，目前广泛采用的是两
组晶闸管整流装置构成的可逆线路，如图4-1所示。 一组供给正向电流，称之为VF组，另一组供给反 向电流，称之为VR组。
当电动机正转时，由正组VF供电；反转时 则由反组VR供电。两组晶闸管分别由两套触发 脉冲控制，灵活地控制直流电动机正、反转和 调速。但不允许两组晶闸管同时处于整流状态， 否则将造成电源短路。为此对控制电路提出了 严格的要求。对于由两组变流装置构成的可逆 线路，按接线方式不同又可分为反并联连接和 交叉连接两种线路。
4.1 晶闸管-电动机可逆调速系统（V-M可 逆系统）
4.1.1晶闸管-电动机可逆调速系统的基本结构 根据直流电动机的电磁转矩公式 Te CmΦd I d 可

自动控制技术第四章 直流可逆调速系统

自动控制技术第四章 直流可逆调速系统

第四章 直流可逆调速系统
DLC首先应该鉴别电流给定信号U*i的极性，当U*i由负变正时，先去封锁正 组，使Ublf=0，然后去开放反组使Ublr=1；反之，当U*i由正变负时，则应先封锁 反组（ Ublr =0），而后开放正组（ Ublf =1）。
然而，仅用U*i去控制DLC切换还是不够的。因为， U*i极性的变化只表明系 统有了使转矩（电流）反向的意图，转矩（电流）极性的真正改变还要滞后一段 时间。等到电枢电流真正到零时，应该再发出一个“零电流检测”的信号U -f0， 然后才能发出正、反组切换的指令。由此可见电流给定极性鉴别信号和零电流检 测信号都是正、反组切换的前提，只有这两个条件都具备，并经过必要的逻辑判 断后，才可让DLC发出切换的指令。
第四章 直流可逆调速系统
总结：即便是不可逆系统，电动机并不要求反转，但只需要快速回馈制动， 就应有两组反并联的晶闸管装置。正组作为整流供电，反组提供逆变制动。由于 反组晶闸管只在短时间内供给制动电流，并不提供稳态运行电流，因而实际容量 可以小一些。对于可逆系统来说，在正转运行时可利用反组晶闸管实现回馈制动， 反转运行时同样可利用正组晶闸管实现回馈制动，正反转和制动的装置合二为一， 两组晶闸管的容量自然就没有区别了。
第四章 直流可逆调速系统
三相桥式可逆线路 a）反并联连接线路 b），c）交叉连接线路
第四章 直流可逆调速系统
三、晶闸管—电动机可逆系统的工作状态
1．晶闸管装置的整流和逆变状态 如图所示为开卷机V-M系统整流和逆变状态。
开卷机V-M系统整流和逆变状态 a）整流状态 b）逆变状态
第四章 直流可逆调速系统
第四章 直流可逆调速系统
两组晶闸管装置反并联可逆线路 a)可逆线路 b）机械特性

第4章 直流电动机调速控制系统ppt

第4章 直流电动机调速控制系统ppt

第一节 直流电动机概述
反电动势E的计算公式是： E=K eΦn
对于永磁式直流电动机，Ke和Φ都是常数，上式可写 成：
E=Cen
电动机各个电量的方向，如图4-4所示。
第一节 直流电动机概述
图4-4 直流电动机各个电量的方向
第一节 直流电动机概述
外加电压为U时有： U=E+IRa
式中，Ra—电枢电阻。
的方式，可分为永磁式和他激式。永磁式磁极由永磁
材料制成，他激式磁极由冲压硅钢片叠压而成，外绕
线圈，通以直流电流便产生恒定磁场。
(二) 转子
又叫电枢，由硅钢片叠压而成，表面嵌有线圈，
通以直流电时，在定子磁场作用下产生带动负载旋转
的电磁转矩。
第一节 直流电动机概述
(三) 电刷与换向片
为使所产生的电磁
上式就是直流电动机的电压平衡方程式。 它表明了外加电压与反电动势及电枢内阻压降
平衡。或者说，外加电压一部分用来抵消反电 动势，一部分消耗在电枢电阻上。
第一节 直流电动机概述
(三) 电动机转速与转矩的关系
如果把 E=Cen代入式(4-8) ，便可得出电枢电 流Ia的表达式：
Ia=
U
Cen Ra
第一节 直流电动机概述
(一) 电动机转矩平衡方程式 一般，电磁转矩Te按下式计算：
Te=KmΦIa
(4-1)
对又于可永写磁成直：流伺服电动机，Km和Φ都是常数，所以上式
Te=CmIa
(4-2)
当电动机带着负载匀速旋转时，它的输出转矩必与负 载转矩相等。但是，电动机本身具有机械摩擦(例如轴 承的摩擦，电刷和换向器的摩擦等) 和电枢铁芯中的涡 流、磁滞损耗都要引起阻转矩，此阻转矩用T0表示。

第四章VM可逆调速系统ppt课件


n 两组晶闸管装置反并联可逆供电方式
a) 电路结构
VF +
Id
-M-
-
- VR
-Id
+
b) 运行范围 n
正向
O
-Id
Id
反向
-n
图4-2 两组晶闸管可控整流装置反并联可逆线路
经营者提供商品或者服务有欺诈行为 的，应 当按照 消费者 的要求 增加赔 偿其受 到的损 失，增 加赔偿 的金额 为消费 者购买 商品的 价款或 接受服 务的费 用
2. 单组晶闸管装置的有源逆变
单组晶闸管装置供电的V-M系统在拖动起重机 类型的负载时也可能出现整流和有源逆变状态。
a）整流状态：提升重物， 90°，Ud0 E，n 0
二. 晶闸管-电动机系统的回馈制动
1. 晶闸管装置的整流和逆变状态
在两组晶闸管反并联线路的V-M系统中， 晶闸管装置可以工作在整流或有源逆变 状态。
在电流连续的条件下，晶闸管装置的平 均理想空载输出电压为
U d0 m πU m s
iπ nc m
os U d0m c
a ox（s4-1）
经营者提供商品或者服务有欺诈行为 的，应 当按照 消费者 的要求 增加赔 偿其受 到的损 失，增 加赔偿 的金额 为消费 者购买 商品的 价款或 接受服 务的费 用
系统组成（续）
UPW—PWM波生成环节，其算法包含在单 片微机软件中；
TG—为测速发电机，当调速精度要求较高 时可采用数字测速码盘；
TA—霍尔电流传感器； 给定量 n*，I*d 和反馈量 n，Id 都已经是数
字量。
经营者提供商品或者服务有欺诈行为 的，应 当按照 消费者 的要求 增加赔 偿其受 到的损 失，增 加赔偿 的金额 为消费 者购买 商品的 价款或 接受服 务的费 用

弱磁控制的直流调速系统

4调压和弱磁配合控制当负载要求的调速范围更大时就不得不采用调压和弱磁配合控制的办法即在基速以下保持磁通为额定值不变只调节电枢电压而在基速以上则把电压保持为额定值减弱磁通升速这样的配合控制特性示于下图
弱磁控制的直流调速系统
• 两种调速方式
1. 恒转矩调速方式
按照电力拖动原理，在不同转速下 长期运行时，为了充分利用电机，都应 使电枢电流达到其额定值 IN。于是，由 于电磁转矩 Te = Km Id，在调压调速范 围内，因为励磁磁通不变，容许的转矩 也不变，称作“恒转矩调速方式”。
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•忽略电流环小时间常数时 •两个非线性环节对消
•图3-20 弱磁控制系统中的转速环结构图
如果忽略电流环小时间常数 1/Kl 的影响，则÷ 和×两个非线性环节相邻，可以对消，使ASR的 控制对象简化成线性的。
于是，ASR便可按一般适用于线性系统的方法 来设计。在基速以下的恒磁控制时，所设计的ASR 仍能适用。在微机数字控制系统中，调节器的参数 可以随磁通实时地变化，就可以考虑电流环小时间 常数的影响了。
电动势的检测：
由于直接检测电动势比较困难，因此， 采用间接检测的方法。通过检测电压 Ud 和 电流 Id，根据 E = Ud – RId + LdId / dt，由电 动势运算器 AE ，算出电动势 E 的反馈信号 Ue 。 电动势的给定：
由RP2提供基速时电动势的给定电压Ue* ， 并使Ue* = 95% UN。
（2）乘法器等非线性环节的输入与输出变量只 能是时间函数，因此各变量都用时间函数 标注。
（3）非线性环节与线性环节的联接纯属结构上 的联系，在采用仅适用于线性系统的等效 变换时须十分慎重。
• 转速调节器的设计
由于在弱磁过程中直流电动机是一个 非线性对象，如果转速调节器ASR仍采用 线性的PI调节器，将无法保证在整个弱磁 调速范围内都得到优良的控制性能。为了 解决这个问题，原则上应使ASR具有可变 参数，以适应磁通的变化。一种简单的办 法是在ASR后面增设一个除法环节，使其 输出量（表示Te*）除以磁通后再送给 ACR作为输入量，如图3-20所示。

可逆控制和弱磁控制的直流调速系统PPT课件


VD3
A
+
-
MM
B
VD2
VD4
PWM变换器 的直流电源
VT3 Ug3
VT4
Ug4
整流器
AC~ ///
滤波；当电动机制动时吸收 运行系统动能的作用。
+
斩波器
Us + CCC
DC
-
PWM变换器的直流电源Us通常由交流 电网经不可控的二极管整流器产生，把电 网提供的交流电整流成直流电；并采用大 电容C滤波，以获得恒定的直流电压。
Ug
VT
+
O
t
Ug
Ud id + M _
E
C
U_ s
PWM变换器
的直流电源
VD
a）主电路原理图
图2-11 有制动电流通路的不可逆PWM变换器
VT2 Ug2
VT1
VD2
Ｕｄ
﹣M+ E
Ug1
VD1
PWM变换器 的直流电源
C
Us +
图4-2 桥式可逆PWM变换器
VT1 Ug1
VT2 Ug2
+Us
VD1
泵升电压产生的原因及泵升电压
当脉宽调速系统的
整流器 +
斩波器
电动机减速或停车时， 储存在电动机中和负载
AC~ ///
Us + CCC
DC
转动部分的动能将变成 电能，并通过PWM变换
器回馈给直流电流。由
于直流电源靠二极管整
-
流器供电，不可能回馈
电能，电机制动时只好
对滤波电容充电，这将
使电容两端电压升高，
U dtT oU nsT T toU ns(2 T ton 1 )U s＝＝(γ2U–s 1)Us

运动控制可逆弱磁控制的直流调速系统ppt课件

当无环流控制可逆系统的一组晶闸管整流时，另一组处 于待逆变状态，而且两组触发脉冲的零位错开的较远，避免 了瞬时脉动环流产生的可能性。
13
1、逻辑控制无环流系统组成及工作原理： 图3-12，基本部分与典型的转速、电流双闭环相同。区别： （1）不设置环流电抗器； （2）保留平波电抗器Ld； （3）为正反向电流环分别设置电流调节器：1ACR控制正组 GTF，2ACR控制反组GTF； （4）新增无环流逻辑控制环节DLC。
# 自然存在：图3-8表示了三相零式可逆线路及瞬时脉 动环流回路，瞬时电压差和瞬时脉动环流的波形。
# 瞬时电压差和瞬时脉动环流的大小因控制角不同而异。 瞬时电压差△udo=udor- udof
# 静态环流：直流平均环流和瞬时脉动环流是在一定 控制角上的稳定工作时出现的环流。
# 动态环流：可逆V-M系统处于过渡过程中出现的环流。
图3-5 反并联可逆V-M系统中的环流
6
危害：环流对负载无益，加重晶闸管和变压器的负担， 消耗功率，环流太大时会导致晶闸管损坏，因此应该予 以抑制或消除。
利用：合理地控制环流，保证晶闸管安全工作，即可利 用环流作为流过晶闸管的基本负载电流，使电动机在空 载或轻载时也能工作在晶闸管装置的电流连续区，以避 免电流断续引起的非线性对系统性能的影响。
2、两组晶闸管可控整流器反并联可逆线路：
可逆运行模式：( 图3-4） 产生正反两个方向的Id,实现四象限运行
正组晶闸管装置VF整流—正向电动运行(I) 反组晶闸管装置VR整流—反向电动运行(III) 正组VF逆变—反向回馈制动(IV) 反组VR逆变—正向回馈制动(II)
4
3、V-M系统反并联可逆线路的工作状态：
8
（3）= 配合控制电路
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图4-13 配合控制的三相零式反并联可逆线路 的瞬时脉动环流（α f = β r = 60°） (a)三相零式可逆线路和瞬时脉动环流回路
(b) α f = 60° 时整流电压
u d 0 f 波形
(c) β r = 60° ( α r = 120 ° ) 时逆变电压 u d 0 r 波形
(d)瞬时电压差 ∆u d 0 和瞬时脉动环流 icp 波形
V-M 系 统 工 作 在 第二象限。
图4-9 两组晶闸管反并联可逆V-M系统的正组整流和反组逆变状态 (c)机械特性允许范围
晶闸管装置的平均理想空载输出电压Ud0为 m π U d 0 = U m sin cos α = U d 0 max cos α （4-3） m π 定义逆变角β=180°-α，则逆变电压可改写为
1．配合控制的有环流可逆V-M系统 在采用α=β配合控制以后，消除了直流平均环流， 但这只是就电压的平均值而言的， 由于整流与逆变电压波形上的差异，仍会出现瞬 时电压 ud0f > ud0r 的情况，从而仍能产生环流， 这类因为瞬时的电压差而产生的环流被称为瞬时 脉动环流。 瞬时电压差和瞬时脉动环流的大小因控制角的不 同而异，以下分析三相零式反并联可逆线路的情 况 ，α f = β r = 60°
电力拖动自动控制系统 —运动控制系统 运动控制系统
第4章 章 可逆控制和弱磁控制 的直流调速系统
内 容 提 要
直流PWM可逆直流调速系统 V-M可逆直流调速系统 弱磁控制的直流调速系统
电动机除电动转矩外 还须产生制动转矩， 实现生产机械快速的 减速、停车与正反向 运行等功能。 在转速和电磁转矩的 坐标系上，就是四象 限运行的功能， 这样的调速系统需要 正反转，故称可逆调 速硬件结构图
控制软件一般采用转速、电流双闭环控制，电流 环为内环，转速环为外环，内环的采样周期小于 外环的采样周期。 无论是电流采样值还是转速采样值都含有扰动， 常采用阻容电路滤波，但滤波时间常数太大时会 延缓动态响应，为此可采用硬件滤波与软件滤波 相结合的办法。 转速调节器ASR和电流调节器ACR大多采用PI调 节，当系统对动态性能要求较高时，还可以采用 各种非线性和智能化的控制算法，使调节器能够 更好地适应控制对象。
4.1.4 单片微机控制的PWM可逆直流 调速系统
三相交流电源经不可控整流器变换为电压恒定的 直流电源，再经过直流PWM变换器得到可调的 直流电压，给直流电动机供电。 检测回路包括电压、电流、温度和转速检测，转 速检测用数字测速。 微机控制具备故障检测功能，对电压、电流、温 度等信号进行实时监测和报警。 一般选用专为电机控制设计的单片微机，配以显 示、键盘等外围电路，通过通信接口与上位机或 其他外设交换数据。
4.1.1 桥式可逆PWM变换器
图4-2
桥式可逆PWM变换器电路
U g1 = U g 4 = −U g 2 = −U g 3
在一个开关周期内， 当0≤t<ton时，UAB=US，电枢 电流id沿回路1流通； 当ton≤t<T时，驱动电压反号， id沿回路2经二极管续流， UAB=-US 。 , UAB的平均值为正， 电动机正转；反之则反转。 ,平均输出电压为零， 电动机停止。
4.1.2 直流PWM可逆直流调速系统转速 反向的过渡过程
a点过渡到b点，Id从正向IdL降 低为零。 b点过渡到c点 ， Id从零反向上 升到允许的制动电流-Idm 。 c点过渡到d点 ，回馈制动状态， 转速将减速到0 。 d点过渡到e点 ，反向起动状态 , 转速要超调，转速环退饱和 。 在f点稳定工作，电枢电流与负 载电流-IdL相等。
图4-4 在坐标系上表示的电动机反向轨迹
4.1.3 直流PWM功率变换器的能量回馈
滤波大电容 放电电阻
H型桥式 PWM变 换器
整流器
图4-5
桥式可逆直流脉宽调速系统主电路的原理图
当可逆系统进入制动状态时，直流PWM功率变 换器把机械能变为电能回馈到直流侧， 由于二极管整流器导电的单向性，电能不可能通 过整流器送回交流电网，只能向滤波电容充电， 使电容两端电压升高，称作泵升电压。 在大容量或负载有较大惯量的系统中，不可能只 靠电容器来限制泵升电压， 当PWM控制器检测到泵升电压高于规定值时， 开关器件VTb导通，使制动过程中多余的动能以 铜耗的形式消耗在放电电阻中。
图4-8
两组晶闸管可控整流装置反并联可逆线路
对于需要电流反向的直流电动机可逆调速系统，必 须使用两组晶闸管整流装置反并联线路来实现可逆 调速。 电动机正转时，由正组晶闸管装置VF供电； 反转时，由反组晶闸管装置VR供电。
正组晶闸管装置VF整流状态
VF处于整流状态 αf < 90°， Ud0f > E， n>0 电动机从电路输 入能量作电动运 行，运行在第Ⅰ 象限。
图4-1 调速系统的四象限运行
4.1 直流PWM可逆调速系统
PWM变换器电路有多种形式，可分为不可逆与 可逆两大类， 还有一种带制动电流通路的不可逆PWM-直流电 动机系统，其电流能够反向。之所以不可逆是因 为平均电压始终大于零，因而转速不能反向。 如果要求转速反向，需要改变PWM变换器输出 电压的正负极性，使得直流电动机可以在四象限 中运行，由此构成了可逆的PWM变换器-直流电 动机系统。
U d 0 f = U d 0 max cos α f U d 0 r = U d 0 max cos α r 当环流为零时，应有 cos α r = − cos α f 或 α r + α f = 180° （4-5）
如果反组的控制角用逆变角表示，则 α f = βr （4-6） 这称作α=β配合控制。为了更可靠地消除直流平均 环流，可采用 α≥β （4-7）
如果让正组VF和反组VR都处于整流状态， 两组的直流平均电压正负相连，必然产生 较大的直流平均环流。???!!! 应该在正组处于整流状态、Ud0f为正时，强 迫让反组处于逆变状态，使Ud0r为负，且幅 值与Ud0f相等，使逆变电压Ud0r把整流电压 Ud0f顶住，则直流平均环流为零。
U d 0 r = −U d 0 f
图4-9 两组晶闸管反并联可逆V-M系 统的正组整流和反组逆变状态 (a)正组整流电动运行
反组晶闸管装置VR逆变状态
VR逆变处于状态 αr > 90°， E > |Ud0r|， n < 0 电 机 输出 电 能实 现回馈制动。
图3-4 两组晶闸管反并联可逆V-M 系统的正组整流和反组逆变状态 (b)反组逆变回馈制动
双极式控制可逆PWM变换器的输出平均电压为
t on T − t on 2t on Ud = Us − Us = ( − 1)U s T T T
（4-1）
占空比ρ和电压系数γ的关系为
γ = 2ρ − 1
（4-2）
当ρ>1/2时，γ为正，电动机正转；当ρ<1/2时， γ 为负，电动机反转；当ρ=1/2时， γ =0，电动机 停止。
图4-3 双极式控制可逆PWM变换器的驱动电压、输出电压和电流波形
t on = T 2 t on > T 2
电流波形存在两种情况。 电动机负载较重的情况时，负载电流id1大，在续 流阶段电流仍维持正方向，电动机始终工作在第 Ⅰ象限的电动状态。 负载很轻时，平均电流小，在续流阶段电流很快 衰减到零，于是二极管终止续流，而反向开关器 件导通，电枢电流反向，电动机处于制动状态。 id2电流中的线段3和4是工作在第Ⅱ象限的制动状 态。 电枢电流的方向决定了电流是经过续流二极管还 是经过开关器件流动。
U c是经过反号
器AR后获得
图4-12 α=β配合控制特性
当控制电压Uc=0时，αf和αr都调整在90°。 在正转过程中始终保持αf= βr ，反转时应保持βf=α r 。 为了防止出现“逆变颠覆” ，必须形成最小逆变角βmin保 护。通常取αmin= βmin=30 °。
4.2.2 V-M可逆直流调速系统的控制
2．V-M可逆直流调速系统中的环流问题 两组晶闸管整流装置同时工作时，便会产 生不流过负载而直接在两组晶闸管之间流 通的短路电流，称作环流 环流。 一般地说，环流对系统无益，徒然加重晶 闸管和变压器的负担，消耗功率，环流太 大时会导致晶闸管损坏，因此必须予以抑 制或消除。
图4-10 反并联可逆V-M系统中的环流 Id—负载电流 Ic—环流 Rrec—整流装置内阻 Ra—电枢电阻
为了实现α=β配合控制，可将两组晶闸管 装置的触发脉冲零位都定在90°。 当控制电压 Uc= 0 时，使 αf = αr = 90°， 此时 Ud0f = Ud0r = 0 ，电机处于停止状态。 增大控制电压Uc 移相时，只要使两组触发 装置的控制电压大小相等符号相反就可以 了。
图4-11 配合控制电路 GTF—正组触发装置 GTR—反组触发装置 AR—反号器
在α=β配合控制下，负载电流可以迅速地从正向到反向 （或从反向到正向）平滑过渡，在任何时候，实际上只 有一组晶闸管装置在工作，另一组则处于等待工作的状 态。 移相时，如果一组晶闸管装置处于整流状态，另一组便 处于逆变状态，这是指控制角的工作状态而言的。实际 上，这时逆变组除环流外并未流过负载电流，它只是处 于“待逆变状态”，表示该组晶闸管装置是在逆变角控 制下等待工作。 只有在制动时，当发出信号改变控制角后，同时降低了 ud0f和ud0r的幅值，一旦电机反电动势E>|ud0f|=|ud0r|，整流 组电流将被截止，逆变组才真正投入逆变工作，使电机 产生回馈制动，将电能通过逆变组回馈电网。 当逆变组工作时，另一组也是在等待着整流，可称作处 于“待整流状态”。
直流平均环流可以用配合控制消除，而瞬时 脉动环流却是自然存在的。 为了抑制瞬时脉动环流，可在环流回路中串 入电抗器，叫做环流电抗器，或称均衡电抗 器。 环流电抗的大小可以按照把瞬时环流的直流 分量限制在负载额定电流的5%~10%来设计。 在三相桥式反并联可逆线路中，由于每一组 桥又有两条并联的环流通道，总共要设置四 个环流电抗器，另外还需要一个平波电抗器。