4.4振幅调制与解调电路

2 2 2 Vm Vm VAV 2 Ri 2 RL RL 1 当 VAV Vm 时，Ri RL 输入电阻比串联型电路小。 3
四、大信号检波和小信号检波
(1)大信号检波(包络检波) ① 条件：二极管伏安特性可用原点转折的两段折线逼 近(即输入电压足够大，二极管工作在导通区和截止区时)故 二极管包络检波的这种工作状态称为大信号检波。 ② 实际电路：均外加正向偏置电压(或电流)，克服 VD(on) 的影响。在这种情况下，工程上，可认为输入高频电 压振幅大于 500 mV 以上就能保证二极管检波器工作在大信 号检波状态。 (2)小信号检波 ① 条件：vS 振幅 Vm 足够小(几至十几毫伏)，此时，二 极管应设有很小的偏置电流。
(2)避免产生惰性失真的条件 为了避免产生惰性失真，必须在任何一个高频周期内， C 通过 RL 的放电速度大于等于包络的下降速度，即 v O Vm ≥ (4-4-6) t t t1 t t t1
(a)
(b)
图 4-4-9 (a)不产生惰性失真
惰性失真 (b)产生惰性失真
可推得单音调制时不产生惰性失真的充要条件
一、工作原理
1．电路 类似二极管整流电路， 由二极管 D 和低通滤波器 RLC 相串接构成。
图 4-4-4
原理电路
特点：检波二极管与负载 RL 相串联。
2．原理 输入调幅信号：vS(t) = Vm0(1 + Macos t)cosct，若其 值足够大，可设二极管伏安特性用在原点转折的两段折线 逼近。 (1)D 导通时，vS 向 C 充电， = RDC； (2)D 截止时，C 向 RL 放电， = RLC。 充放电达到动态平衡后，输出电 压便将稳定在平均值 vAV 上下按角频 率 c 作锯齿状波动图 4-4-5(a)。 电流 i 为高度按输入调幅信号包 络变化的窄脉冲序列，如图 4-4-5(b) 所示。
1 即 Ri 波电路中的失真
为保证检波器不失真，检波器输入调幅电压 vS 必须足 够大，使检波器始终工作在大信号检波状态。 设 vS(t) =Vm0(1+Macos t)cosct 则包络的最小值 Vm0(1－Ma) 应大于大信号检波时所需 的电压值。当二极管的导通电压 VD(on) 由外加偏置电压予以 克服时，该电压应在 500 mV 以上。因而这种情况下，保证 大信号检波的条件为 Vm0(1 - Ma) ≥ 500 mV 其次，当输入为复杂信号调制的调幅波时，若设最高调 制频率为 Fmax，为了不产生失真，RLC 的低通滤波器带宽 应大于 Fmax。
(3)Ri 的作用 使中频谐振回路的谐振电阻由 R1 减小到(R1 // Ri) ，因 此， iS 在谐振回路产生的高频电压振幅由未接检波时的 Vm 下降到接检波后的 Vm。显然 Ri 越小，Vm 也就越小于 Vm ， 称负载效应。
(4)负载效应的抑制 减小负载效应，必须增大 Ri ， 即增大 RL。但增大 RL，受检波器 惰性失真(下面介绍)的限制。解 决办法：采用三极管射极包络检 波电路。 原理：
RLC ≤
1 - M a2 ΩM a
(3) 分析 Ma和 越大，包络的下降速度越快，不产生惰性失真 所要求的 RLC 值必须越小。 多音调制时，作为工程估算， 和 Ma 应取其中的最大 值。一般按 maxRLC ≤ 1.5 计算 。
2．负峰切割失真 (1)检波器的交直流负载 检波器与下级放大器连接采用 阻容耦合电路，避免 vAV 中的直流分量 VAV 影响下级放大器的静态工作点。 CC ： 隔直电容，要求它对 呈交流短路； Ri2 ：下级电路的输入电阻。 检波器的交流负载： ZL( j ) RL // Ri2 (a) 直流负载：ZL(0) = RL 图 4-4-10 负峰的切割失真 说明在这种检波电路中， ZL(j) ZL(0)，且 ZL(j) ZL(0) (2)负峰切割失真
图 4-4-10
负峰的切割失真
② 异常情况——有负峰切割 若 Ma 较大，可能在 t1 - t2 内，包络电压 Vm < VRL，D 截止， 低部出现切割失真，故称负峰切 割失真，直到包络电压 Vm > VRL， D 重新导通。 Ma 越大，或 Ri2 越小，失真越大 ③ 避免负峰切割失真的条件 (Vm0－Ma Vm0) ≥VRL Ma ≤
2．电路 多采用高效率的丙类谐振功放，包括： ① 集电极调幅电路：根据谐振功率放大器的集电极调制 特性，调制信号加到集电极上；
② 基极调幅电路：根据谐振功率放大器的基极调制特性， 调制信号加到基极上；
③ 复合调幅电路：将调制信号同时加到集电极和基极上， 以提高调制线性。
二、低电平调制电路
1．用途 主要用来实现双边带和单边带调制。
除此之外，当解调调幅波时，如果电路参数选择不当， 二极管包络检波器还会产生惰性失真和负峰切割失真。 1．惰性失真 (1)产生原因 增大 RL 和 C 值，可提高检波电压传输系数和高频滤波 能力。但过大，二极管截止期间 C 通过 RL 的放电速度过慢 跟不上输入调幅波包络的下降速度，输出电平就会产生惰性 失真。
本振频率/kHz 边带最小频率间隔 相对频率间隔 /kHz 0.2 0.2% 100(载波) 平衡调制器 2 000 第一混频器 200.2 9.4% 第二混频器
26 000 4 200.2 14.9%
4.4.2 二极管包络检波电路
普通调幅波，其载波分量未被抑制掉，可直接利用非 线性器件实现相乘作用，得到所需的解调电压，无需另加 同步信号，称为包络检波器。 最常用的检波器：二极管包络检波器(在集成电路中， 主要采用三极管射极包络检波电路)。
图 4-4-5
检波电路波形
即
vAV = VAV + Vmcos t
且其值与输入调幅信号包络 Vm0(1 + Macos t) 成正比 VAV = dVm0，Vm= dMaVm0
d ：检波电压传输系数(检
波系数)，恒小于 1。
二极管包络检波
3．讨论
图 4-4-5
检波电路波形
(1)D 的作用 原理上，D 起着受载波电压控制的开关作用。 实际上，受 RLC 电压反作用，D 仅在载波一个周期中 接近正峰值的一段时间(vS > vC)内导通(开关闭合)，而在大 部分时间内截止(开关断开)。 (2)D 导通与截止时间与 RLC 大小有关 RLC C 向 RL的放电速度 C 的泄放电荷量 D 导通时间 锯齿波动 vAV 增大。 为提高检波性能，RLC 取值应足够大，要满足 RL 和 RL>> RD 的条件。这时，根据上述讨论可以认为，VAV Vm0，即检波电压传输系数 d 趋于 1，而叠加在 vAV 上的残 余高频(输出纹波)电压趋于 0。
图 4-4-6
中频放大器和检波器级联
(1)Ri 定义 输入高频电压振幅对二极管电流 i 中基波分量振幅的比 值。
(2)Ri 的求法可近似从能量守恒原理求得。 设输入高频等幅电压 vS(t) = Vm cosct，则检波器从输 2 入信号源获得的高频功率为i Vm / 2 Ri P 2 VAV 输出平均功率 PL RL 设 D 导通时间很短，i 在 RD 上消耗的功率可以忽略， 故 PL Pi ，又VAV Vm(检波电压传输系数 d 趋于 1)，由 此可得 1 Ri RL 2
1 cC
二、输入电阻
1．等效电路 如图 4-4-6(a)所示，检 波器前有中频放大器，其等效 电路如图 4-4-6(b)所示。 iS 和 L1C1R1 — 中频放大 器折算到检波器输入端的等效 电流源和输出谐振回路(调谐 在 c )。
2．负载效应 检波器作为中频放大器的 输出负载，可以用检波输入电 阻 Ri 来表示这种负载效应。
2．要求 调制线性好，载波抑制能力强，功率和效率的要求是次 要的。 载波抑制能力的强弱可用载漏(输出泄漏的载波分量低 于边带分量的分贝数)表示，分贝数越大，载漏就越小。 频率间隙大，滤波就越容易
4．采用滤波法的单边带发射机
图 4-4-3(a)
采用滤波法的单边带发射机组成框图
图 4-4-3(b)
采用滤波法的单边带发射机组成框图
② 分析：二极管伏安特性采用幂级数逼近，即 2 i a0 a1vD a2vD 这时，二极管在整个高频周期内导通(通过静态电压)， 检波器从信号源获得到高频功率大部分消耗在 RD 上，加到 二极管上的电压 vD vS(t) = Vmcosct，将它带入 i 的展开式
2 i a0 a1vS a2v S 2 a0 a1Vm cos c t a2Vm cos2 c t
ZL Ri2 RL Ri2 Z L 0
可见，交直流电阻越接近， 不产生负峰切割失真所允许的 Ma 值就越接近于 1。
负峰切割失真
④ 改进措施 出发点：减小交、直流 负载电阻的差别。 方法 1：将 RL 分成 RL1 和 RL2，当 RL 维持一定时， RL1 越大，交、直流负载电阻的 差值就越小，但输出音频电压也就越小。为了折中地解决这 个矛盾，实用电路中常取 RL1/ RL2 = 0.1 ~ 0.2。 C2：进一步滤除高频分量，提高高频滤波能力。 方法 2：当 Ri2 过小时，在 RL 和 Ri2 之间插入高输入阻 抗的射随器。
第4章
4.4
振幅调制、解调 与混频电路
振幅调制与解调电路
4.4.1 振幅调制电路 4.4.2 二极管包络检波电路 4.4.3 同步检波电路
4.4.1 振幅调制电路
地位：无线电发射机的重要组成部分。 高电平调制 分类(按功率高低)： 低电平调制 ① 高电平调制：调制置于发射机的末端，产生大功率 的已调信号。 ② 低电平调制：调制置于发射机的前端，产生小功率 的已调信号，再通过多级线性功率放大器放大。 一、高电平调幅电路 1．优点 可不必采用效率较低的线性功率放大器，使发射机整 机效率高。
2．原理(与串联型相同 )