高频FLYBACK 变压器巧合电感器最佳之设计

FLYBACK设计FLYBACK(又称为回放式电源转换器或反馈电源回路)是一种常见的开关电源拓扑结构，它是一种离散电源转换器，为DC-DC电路提供稳定的输出电压。

FLYBACK设计需要考虑的因素包括输入电压范围、输出电压和电流要求、功率损耗、稳定性和效率等。

FLYBACK基本原理是通过变压器进行能量传递。

变压器由输入端的电感、输出端的电感和绕组匝数的比值组成。

当开关管导通时，电感储存能量；当开关管关断时，能量通过二极管传递给输出端。

通过调整开关管的导通时间，可以实现输出电压的调节。

FLYBACK设计的第一步是确定输入电压范围和输出电压要求。

输入电压范围通常由您的应用需求决定，而输出电压需要根据所驱动的负载电路来选择。

例如，如果需要驱动一组LED灯，输出电压应与LED的电压匹配。

您可能还需要考虑到电压的调整范围和调整精度。

第二步是选择适当的电力元件，如变压器、开关管和二极管等。

变压器的匝比决定了输入电压和输出电压的比例，因此需要根据输出电压来选择合适的变压器。

开关管的选择也很重要，您需要选择具有适当承载电流和开关频率的开关管。

二极管应具有足够的反向耐压和快速恢复时间。

第三步是设计控制电路。

控制电路的作用是实时监测输出电压并调整开关管的导通时间。

一种常见的控制电路是基于反馈的控制方法。

它通常由比较器、误差放大器和PWM控制器组成。

误差放大器通过比较设定值和实际输出电压来产生误差信号，然后传递给比较器。

比较器会将误差信号与参考信号进行比较，并产生PWM信号，控制开关管的导通时间。

最后一步是进行性能和稳定性分析。

您需要进行电路稳定性、转换效率和功率损失等方面的计算和测试。

这些分析可以帮助您优化设计，提高转换效率并降低功率损耗。

总之，FLYBACK设计需要考虑输入输出电压、功率因数校正、电流调节、短路保护、过电压保护等各项设计指标。

通过选择适当的电力元件，设计合适的控制电路并进行性能和稳定性分析，可以实现高效且稳定的DC-DC电路。

第1章Flyback正激变换器的工作原理1.1 引言有隔离变换器的DC/DC变换器按照铁芯磁化方式，可分为双端变换器(全桥、半桥、推挽等)和单端变换器(正激式、反激式等)。

和双端变换器比较，单端变换器线路简单、无功率管共导通问题、也不存在高频变换器单向偏磁和瞬间饱和问题，但由于高频变换器只工作在磁滞回线一侧，利用率低。

因此，它只适用于中小功率输出场合。

单端正激变换器是一个隔离开关变换器，隔离型变换器的一个根本特点是有一个用于隔离的高频变压器，所以可以用于高电压的场合。

由于引入了高频变压器极大的增加了变换器的种类，丰富了变换器的功能，也有效的扩大了变换器的使用范围。

单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。

在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。

当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。

所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。

而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变压器体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大；dv/dt和di/dt大等。

为了克服这些缺陷，提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上改变了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工作模式，从而大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了dv /dt和di/dt，改善了电磁兼容性。

因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。

本章主要介绍Flyback型有源箝位正激变换器的稳态工作原理与电路设计。

1.2 Flyback 型有源箝位正激变换器稳态工作原理有源箝位正激变换器由有源箝位支路和功率输出电路组成。

有源箝位支路由箝位开关和箝位电容串联组成，并联在主开关或变压器原边绕组两端。

利用箝位电容及开关管的输出电容与变压器绕组的激磁电感谐振，创造主开关和箝位开关的ZVS 工作条件，并在主开关关断期间，利用箝位电容的电压限制主开关两端的电压基本保持不变，从而避免了主开关过大的电压应力；另一方面，在正激变换器中采用有源箝位技术还可实现变压器铁芯的自动磁复位，并可以使激磁电流沿正负两个方向流动，使其工作在双向对称磁化状态，提高了铁芯的利用率。

优点： 1、电路简单，成本低，可靠性高。 2、输入电压在很大的范围内波动时，仍能稳定输出，无需输入电压切换而达到稳定输出的要求。 3、转换效率较高，损耗小。 4、容易实现多路输出 缺点： 1、输出电压纹波较大，负载调整精度不高，输出功率受限制，通常应用于150W以下。 2、工作在CCM模式下，有较大的直流分量，易导致变压器磁芯饱和，从而加大了变压器的体积。 3、当变换器工作在CCM/DCM两种不同状态下，变压器设计和环路补偿设计较困难。
反激变压器的设计步骤
1.8 计算变压器初级、次级匝数、辅助绕组匝数和气隙长度
初级绕组的匝数：
（1）增加或者减小匝数只会分别引起磁芯损耗的减小或增加。 （2）以TDG公司的TP4W铁氧体磁芯为例，在100kHZ的条件下，损耗与 B 2.86 成 正比，匝数减小5%会使磁芯损耗增加15%
次级绕组匝数： 辅助绕组匝数：
（1）反馈环路与控制电路的学习，例如光耦TL431反馈电路、UC3843峰值电流控制等。 （2）热设计，需要考虑器件的散热，这对于产品的可靠性影响很大。 （3）PCB设计，需要考虑布局与布线。
6、课后作业
用反激拓扑设计与制作一个开关电源： 输入市电85Vac～265Vac，输出电压12V，输出电流2.5A，输出功率30W。。。 Note：提供一个参考设计实例，控制芯片选用UC3843
（4）最大占空比Dmax的选择受主MOS的耐压限制。设计时以MOS管耐压选择最大占空比 Dmax（VDS>Vinmax + n*(Vo+Vf)），并留一定的余量（漏感还将引起一个电压尖峰）。并 且如果Dmax大于0.5，那么对于峰值电流控制的方案需要加入谐波补偿电路。
设计时的注意事项及课后作业
5、设计反激电源还需要学习的主要内容

)

U0 L2
(t
ton )
Flyback工作原理
1. 磁通连续的工作状况
IF
: toff
L2 Uo
i2max
i2

NP N2
(U in LP
ton

I
P
m
in
)

U0 L2
(t
ton )
U0

N2 NP
ton toff
U in

Dt 1 Dt
Uin n
Dt

ton TS
7. PWM控制IC/OB2263框图
Flyback电路分析和测试要点
Flyback电路设计
隔离反激电源的结构框图
EMI
整流滤波
变压器
次级整流滤波
输出
开关器件
采样反馈
PWM 控制IC 隔离器件 高压区域
低压区域
Flyback电路设计
Flyback电路设计
1. 保险管的选取
作用：安全防护。在电源出现异常时，为了保护核心器件不受到损坏。

2P0
DtU in

2I0
(1 Dt )n

2TS I0
(TS ton )n
Flyback工作原理
3. 磁通不连续的工作状况
IF : toff
L2 Uo
i2max
i2

NP N2
(U in LP
ton
)

U0 L2
(t
ton )
Vce
Uin

NP N2
U0
I PK
U tin on LPth

【方案 9】（在方案 8 基础上，因安规要求增加挡带宽度所改进，线径减细） 线圈连线图：
(b) 对比 2(交错方式)
Case 1 Case 2 Case 3 Case1(PSPSPSPS 结构)：完全交错 Case2(PSPSSPSP 结构)和 Case3(PSSPPSSP 结构)：变比都为 1：1， 原边 4 层并，副边 4 层 并；铜箔宽 5mm、厚 0.07mm，层间绝缘厚度 0.15mm 仿真结果：
四、SAG9000T1 的典型结构方案和仿真对比
【方案 1】（仿 H8411T1） 线圈连线图(7,8 脚为中间抽头)：
内部结构和实测温升（常温下）：
1.5mm 3T N32 2T N12 3T (N12 110.1度)
反包 胶带
N22 1T (N22 117.1度) N31 2T (N31 122.3度) N11 3T N21 1T(骨架 114.5度) (磁芯 88.7度)
11
反包 胶带
空间磁场分布：
H 0.5
l -0.5
虽然磁场分布较对称，但幅值仍较高，而且原边绕组集中在线包中间，强烈的邻近效应将使 电流分布极不均匀。
仿真结果： 电阻 原边 直流 130K 44.8mΩ 130Ω 副边 1 2.38mΩ 5.7mΩ 副边 2 2.56mΩ 5.8mΩ
代入真实电流仿真损耗结果
代入真实电流仿真损耗结果
【方案 7】 线圈连线图：
2,3
N13=26T 0.21*10 N12=26T 0.21*10 N11=26T 0.21*10
12
N21=5T cu 0.075*24mm N22=5T cu 0.075*24mm
7,8
N31=5T cu 0.075*24mm N32=5T cu 0.075*24mm

反激变换器（Flyback）的设计和计算步骤反激变换器(Flyback)的设计和计算步骤齐纳管吸收漏感能量的反激变换器：0. 设计前需要确定的参数A 开关管Q的耐压值：VmqB 输⼊电压围：Vinmin ～ VinmaxC 输出电压VoD 电源额定输出功率：Po（或负载电流Io）E 电源效率：XF 电流/磁通密度纹波率：r（取0.5，见注释C）G ⼯作频率：fH 最⼤输出电压纹波：Vopp1. 齐纳管DZ的稳压值VzVz <= Vmq × 95% - Vinmax，开关管Q承受的电压是Vin + Vz，在Vinmax处还应为Vmq 保留5%裕量，因此有Vinmax + Vz < Vmq × 95% 。

2. ⼀次侧等效输出电压VorVor = Vz / 1.4（见注释A）3. 匝⽐n（Np/Ns）n = Vor / (Vo + Vd)，其中Vd是输出⼆极管D的正向压降，⼀般取0.5～1V 。

4. 最⼤占空⽐的理论值DmaxDmax = Vor / (Vor + Vinmin)，此值是转换器效率为100%时的理论值，⽤于粗略估计占空⽐是否合适，后⾯⽤更精确的算法计算。

⼀般控制器的占空⽐限制Dlim的典型值为70%。

----------------------------------------------------------------------------- 上⾯是先试着确定Vz，也可以先试着确定n，原则是 n = Vin / Vo，Vin 可以取希望的⼯作输⼊电压，然后计算出Vor，Vz，Dmax等，总之这是计算的“起步”过程，根据后⾯计算考虑实际情况对n进⾏调整，反复计算，可以得到⽐较合理的选择。

-----------------------------------------------------------------------------5. 负载电流IoIo = Po / Vo，如果有多个⼆次绕组，可以⽤单⼀输出等效。

FLYBACK实验报告课程名称：开关电源设指导老师：成绩：实验名称：反激电路设计实验类型：同组学生姓名：一、实验目的和要求（必填）二、实验内容和原理（必填）三、主要仪器设备（必填）四、操作方法和实验步骤五、实验数据记录和处理六、实验结果与分析（必填）七、讨论、心得一、实验要求1.使用芯片：UC3844；2.输入要求：单相AC85V～230V；3.输出电压：两路输出，纹波峰峰值以及稳压精度小于额定电压的5％；4.工作模式：自选，如CCM或者DCM；5.控制模式：电流控制模式，DCM或CCM均可。

6.功率要求：小于20瓦二、实验仪器清单1.单相调压器2.电烙铁3.工具（套）4.双踪示波器5.万用表6.电感测量仪7.实验所需主要元器件8.通用印刷电路板9.EI28磁芯及配套骨架10.功率MOSFET11.PWM控制芯片UC3844三、反激电路的工作原理A.理想反激变换器工作原理反激电路在开关管导通时，变压器储存能量，负载电流由输出滤波电容提供；开关管关断时，变压器将储存的能量传送到负载和输出滤波电容，以补偿电容单独提供负载电流时消耗的能量。

图1 图2Q1导通时，所有绕组同名端的电压相对于异名端为负；输出整流管D1、D2反偏，C1、C0单独向负载供电。

C1、C0容量的选择应保证提供负载电流的同时能满足输出电压纹波和压降的要求。

Q1导通期间，Np的电压恒定，其电流线性上升，斜率为di/dt=(Vdc-1)/Lp其中，Lp是初级励磁电感。

在导通结束之前，初级电流上升达到Ip=(Vdc-1)Ton/Lp 变压器储能为E=L P×(I P)2Q1关断时，励磁电感的电流使各绕组反向，设此时次级只有一个主次级绕组Nm，无其他辅助绕组。

则由于电感电流不能突变，在Q1关断瞬间，变压器次级电流幅值为I g=I p×(N1 N2 )几个开关周期之后，次级直流电压上升到Vom。

Q1关断时，Nm 同名端电压为正，电流从该端输出并线性下降，斜率为dIs dt=V om/L s。

高效率反激变换器设计技巧 变压器设计
绕组结构决定运行参数：

一个绕组结构最终与原边副边匝数相对应 ，其匝比决定反射电压 ：
Np Vr Vout Ns
Vp Vih Vr Vs Vp Ns Np

反射电压决定原边MOS和副边二极管电 压应力（不含尖峰部分）：

有了反射电压即可算出原边电流应力：
D max
Ton To
高效率反激变换器设计技巧 变压器设计
磁参数优化：
磁芯选择 给出一个（PC40材质的）磁功率应力的经验公式：
6.67 Pin Ipk λ B Ae Bs Fo
可由此大致判断（λ =1）磁芯是否合适。高效率的设计要求磁应力不能 太紧张，也就是变压器（包括绕组和磁芯）的发热不要成为整个电源最 突出的。当热应力突出时，应增加磁芯的 Ae.B 或者使用更好的材质。 磁芯型号也有影响，骨架槽宽 B 越大于槽深 H 的偏平窗口由于越容易满 足整层约束而更有利于减少漏感。 磁饱和强度Bs 优化方向是Bs值最优化，约束条件是磁芯
品质，可按 Bs（或原边电感量 Lp）扩大20%～30%余量
后 Ipk 波形可见临界饱和迹象为判据确定Bs取值。更高的 Bs取值，对应更小的气隙、更小的漏感，更小的尖峰电压 、可能更高的整机效率。但太高的Bs取值会使上述余量更 小、磁芯的品质控制困难、成品率降低。 Bs不能靠估计，要实测。Bs有个最佳值，PC40材质，大 约为0.3T，偏离这个最佳值都会降低效率。
5
6
7
路可以先裸奔。比如：磁珠要取消、DS上并联的电容要取消、差模共 模可短路、钳位功率最小化（降低电压运行看情况）、副边二极管吸 收电路不连接（用高耐压二极管先代替看情况）、假负载功率最小化 ，CS采样电阻最小化（非OCP模式），甚至VCC供电和副边控制电路 用电可考虑用电池组临时供电。以免这些电路的设置不合理影响主电 路运行工况，造成误判。

（<H’()*+(), -*,&./0,123 ’()*+(), 7III)78 %(,*)^ *H’()*+(), 456 47.81/9*,8 :.8(*979+2 ;:<H_ ’()*+(), 7IIIJ78 "(,*)） @,2;:-.;A;D Y‘aW‘ bY ‘Wa[0W bVW .[,1 Yc deCb0VCDZ fYeW‘ d[ff,-8bVW deCb0V c‘Wg[WD0- dVY[,a .W ‘/CdWa8 .[b bVW VCZVW‘ c‘Wg[WD0- eC,, .‘CDZ Y[b @:;8 bV[d / .WbbW‘ dY,[bCYD D/\Wa dYcb"deCb0VCDZ e/d f‘YfYdWaH 5%6334* Cd dfW0CcC0/,,- aWdCZDWa cY‘ g[/dC"‘WdYD/Db +,-./01 0YDhW‘bW‘dH %VW f/fW‘ CDb‘Ya[0Wd / dfW0CcC0 0VCf 5%6+334* /Da /D/,-iWd Cbd CDbW‘"c‘/\WeY‘1 /Da +[D0bCYD/, ],Y01 jC/Z‘/\ CD aWb/C,dHk00Y‘aCDZ bY bVW f‘CD0Cf,W Yc g[/dC"‘WdYD/D0W /Da bVW cW/b[‘W Yc 5%6+33478/ g[/dC"‘WdYD/Db +,-./01 deCb0VCDZ fYeW‘ d[ff,- Cd aWdCZDWaH@lfW‘C\WDb/, ‘Wd[,b dVYeWa bV/b bVW dYcb"deCb0VCDZ Cd /0VCWhWa， bV[d .YbV bVW deCb0VCDZ ,Ydd /Da @:; /‘W ‘Wa[0WaH%VCd fYeW‘ d[ff,- V/d bVW /ah/Db/ZWd Yc VCZV db/.C,Cb- /Da VCZV ‘W,C/.C,Cb-。 B1+ <6:C2A fYeW‘ d[ff,-Kg[/dC"‘WdYD/D0W； +,-./01 0YDhW‘bW‘；dYcb"deCb0VCDZ； @:;

flyback电路的反馈回路设计
Flyback变换器是一种常见的开关电源拓扑，其反馈回路的设计是其中的关键部分。

以下是Flyback变换器反馈回路的设计：
1. 反馈电压源：在Flyback变换器中，通常使用一个电压源作为反馈电压。

这个电压源可以是线性调节器，也可以是脉冲宽度调制（PWM）调节器。

线性调节器可以提供连续的输出电压控制，而PWM调节器则可以提供更快的响应速度。

2. 反馈电阻和电容：反馈电阻和电容用于形成反馈回路。

电阻用于提供反馈电流，电容则用于存储和释放能量。

电阻和电容的选择需要考虑到电路的稳定性、响应速度以及功耗等因素。

3. 反馈电流检测：在Flyback变换器中，通常使用一个电流检测电阻来检测反馈电流。

这个电流检测电阻的两端电压可以直接反馈到调节器，从而实现对输出电压的控制。

4. 调节器：调节器是反馈回路的核心部分，它根据反馈信号来调整开关电源的工作状态，从而实现对输出电压的控制。

调节器的选择需要考虑到电路的性能、功耗以及成本等因素。

以上就是Flyback变换器反馈回路的设计，具体的设计需要根据电路的性能要求以及成本限制来进行。

FLYBACK TX设计实例设计目标：Array 4K 的SPS TX设计原则：变压器在最恶劣了条件下也不饱和，变压器损耗（温升）在可接受范围内。

设定条件：1．输入电压范围（电池电压）90～141Vdc2．设计输出电压(+12V，+/-15V，HF.POWER)，其中+12V为反馈电压，设计值为12.7V3．最大输出功率为Pout=40W4．效率约为Eff=0.85．变压器工作在不连续模式（功率较小，设计在不连续模式可以缩小体积）6．IC选择UC3845，所以最大占空比Dmax=0.45设计过程：1．选用铁芯材质选用铁氧体材质TDK PC40，该材质的饱和磁通约为3900Gauss@100℃，但线性较好的区域只到3000Gauss，而且需留一定的裕量，所以设计中最大磁通最好在2300Gauss以内（Bmax<2300Gauss）。

2．决定铁芯尺寸根据经验，EE25磁芯在fs=120KHz左右基本可以满足该功率要求。

开关频率越高，传送相同的功率所需的体积越小，但损耗越大，同时，也要注意电路中其他元件（开关管、整流二极管、驱动元件等）是否可以承受该开关频率。

EE25参数：Ae=40mm2(0.4cm2)3．计算输入功率及输入电流Pin=Pout/Eff=40/0.8=50WIin=Pin/Vi=50/90=0.56A4．计算原边电感值在最小输入电压（90V）时，工作在不连续模式的临界状态（这样既可以保证电路在任何时候都工作在不连续模式，又能最大地利用占空比），此时D=0.45（最大duty）。

△I=Iin*2/D=0.56*2/0.45=2.48AL=Vi*D/△I*fs=90*0.45/2.48*120*10e3=136uH5．计算Rs（Rs：检流电阻）在最小输入电压时，D=0.45Rs=1V/2.48A=0.403 OHM（1V为3845电流比较PIN饱和电压）6．决定Np在最大输入电压141V时D=L*fs/Vin*Rs=136*10e-6*120*10e3/141*0.403=0.287由E=NBA/D => Np=D*Vi/（B*Ae*fs*10e-8）Np=0.287*141/(2300*0.4*10e-8*120*10e3)=36.65Ts7．决定Ns（Ns：反馈绕组圈数）V out=12.7V+Vdiode=12.7+0.8=13.5V（实际计算的输出电压要将整流二极管的压降考虑在内）根据变压器原副边伏秒平衡规律Vin*D=(Np/Ns)*Vout*(1-D) => Np/Ns=Vin*D/V out*(1-D)=90*0.45/13.5V*0.55=5.45Ns=36.65/5.45=6.72Ts因计算值不为整数，需重整，取Ns=7Ts，Np=5.45*7=38.15->38Ts其他绕组圈数根据其与反馈绕组的电压比来确定Ns1(+15V)=(19/13.5)*7=9.85->10Ts （+15V由7815产生，7815输入要>18V才能保证输出15V）Ns2(-15V)= Ns1(+15V)=10TsNs3(HF.POWER)=(15/13.5)*7=7.78->8Ts8．计算气隙1/2Lipp2=(1/2BmaxHVg)10E8 Vg=lg*Ae =>lg=0.4*pi*L*Ipp2/Ae*Bmax2=0.4*3.14*136*10e-6*2.48*2.48*10e8/0.4*2300*2300=0.5mm（合理）气隙长度为衡量设计是否有效的一个重要指标，一般而言，设计气隙以不超过1mm为宜，超过之会导致漏感太大，对开关管SPIKE和EMI都极为不利。

在低压满载情况下，初级绕组线圈中电流包含直流分量和 交流分量，分别形成直流磁通密度 Bdc 和交流磁通 Bac， 如图 5。

Po *106 .......(11) 2* * K0 * KC * f S * Bm * j
若 APp Ae * Aw ，说明磁芯可以使用。 （11）式中， K0 为窗口铜填充系数，一般取 0.4； Kc 为磁芯填充系数，对铁氧体磁芯一般取 1； Bm 为变压器的工作磁芯密度，查找磁芯参数表，一般取 100℃下的 ( BS Br ) *0.6 ，Bs 为磁芯饱和磁通密度，Br 为磁芯剩余磁通密度。 J 为电流密度，自然散热下<5A/mm2（CLASSA 要求） ， <7A/mm2（CLASSB 要求） ，一般取 5A/mm2。 6) 计算初级、次级、辅助绕组匝数和气隙长度 其中， 图5
压降 Vf 的二极管。
低电压输入时，从轻载到重载，变压器经历 DCM—BCM —CCM 的模式切换； 高电压输入时，从轻载到重载，变压器一直工作在 DCM 模式。 输出功率较小时，系统始终工作在 DCM 模式。 通常， Po<10W，取 K=1； 10W<Po<20W，取 K=0.8~1； 20W<Po<30W，取 K=0.6~0.8； Po>30W，取 K=0.4~0.6 K 值的选取越大，电流上升的速率 Kimos 就越快，一般要 求该值不大于 MOS 管上升速率或下降速率的 1% （如 4N60，上升时间和下降时间最大为 100ns，则其最小速率 为 40A/us，Kimos 不应超过 0.4A/us） 。 选取 K 值后，低压满载时初级线圈中Δ Ip，Ipp 和平均电 流 Ipa 有如下关系，如图 4：
2 I 2 DMAX I a 12 I a DMAX ................................................(20)

【初学版】flyback 的分析和设计大家最早可能接触,也是可能接触最多的电路拓扑应该是 flyback.至少我刚刚接触电源的时候 最先就是flyback.不会设计,连分析也不懂，唯一能做的是模仿(额,难听点就是抄袭了 :().这 样子的状态持续了一段时间后，才开始慢慢的有一些了解.为了让初学者能更快的上手，少走弯 路,于是有了这一章.为了分析flyback 电路,我们从flyback 的源头开始说吧.Flyback 是从最基本的三种电路中的 buck-boost 演变而来的.所以对buck-boost 的分析,一定有助于对flyback 的分析,而且 buck-boost 看起来似乎要比flyback 简单,至少它没有变压器吧.为了证明我没有骗你，下面将要开始来对buck-boost 进行演变,最终会演变成flyback.图一图一 是buck-boost 的原型电路.把电感L 绕一个并联线圈出来,如图把L 的2个并联线圈断开连接，并且改变圈数比，改为:1:n,如图三:v--- "—1-——・y— ----- f --------- ~(L■ +C> R把图三中的二极管沿着所在回路移动，变成阴极朝外的样子，并且，改变输出电压V 和接地的位置 如图四：把图四中的Q 顺着回路移动到变压器下方，如图五:DR把图五的电路,重新整理一下成图六.A _A,这样子和你见到的flyback 有点像了吧.图六以上说明,我们研究buck-boost 的行为特性,对研究flyback 的行为特性有很大的帮助.1. 电路工作在连续状态（CCM ）,也就是说电感电流L 是连续的,任何时候电感中总存在电流.（电 路的另一种工作状态DCM 各在以后的章节中分析）2. 在一的假设下,电路工作就可以分成2个状态,状态1,Q 开通,二极管D 关断,这个状态时间长 度为t1, ,Ts 为周期，这个状态记为d,状态2,Q 关断，二极管D 开通，这个状态记为,d' = 1-d.3. 电感L 中的电流 纹波和电容C 上的电压纹波相对其直流分流来说都很小.一个好的设计，要 求输出的电压纹波总是很小，所以,C 的纹波小，总是成立的.4. 所有的损耗都不讨论先.即,电路所有原件是理想的.5. 电路工作在一个稳定的状态下.第一个工作状态：mosfet Q 开通，二极管D 关断.如图八所示:+列写状态方程：陥g⑴因为有前面的假设，所以2可以简化为：状态1的持续时间为dTs.第二个工作状态：Mosfet Q关断,二极管D开通.如图九所示:»?C丄Tvg图八I (5)状态2持续时间为(1-d)Ts,记为d'Ts.(9)看到了在CCM 模式下面buck-boost 的直流增益,因为flyback 是从buck-boost 变来在状态1,二极管D 关断,所承受的反压为: n (10)等式11和等式12在告诉我们，占空比d 越大，输出电压V 的值越高,Mosfet 和二极管D 所承 受的电压越高(好像是废话，输出电压越高，直观来说器件所承受的电压也越高嘛).等式11和 等式12,不仅仅验证了这个直观的想法，而且定量的给出了电压的大小，这个是有意义的事情. 下面研究一下这个电路中的电流吧.电感的平均电流i 等式9已经给出，是和输出电流相关，那电感的纹波电流呢？ 在状态1,电感电流的示意图如图十所示(在画图板里面画的图，难看一点了，能看明白就好了，将 就用下吧):由于这是一个和谐的电路 M + MEO (6),所以有: 解等式6和7 ,并利用fc =_7(7)d+d' =1 可得:(8)从等式8的,所以我们猜测flyback 的直流增益应该和这个有些像(具体见后文推导).从等式9看到了在CCM 模式下面buck-boost 马上研究一下mosfet 和D 所承受的电压.的电感的平均电流就等于输出的电流除以 d'.接着 利用等式8的结果,则(10)可以写为:(11)同理可在状态2计算Mosfet 所承受的电压： 盘(12)从图十中计算：A J = —dTs2L(13) 这个.的大小是可以被设计的.而且，如果电路是理想无损耗的话，当输入电压和输出电压确定 后,这个值是不随着输出电流变化的，它被电感所确定了 ！这个很重要，对后面的DCM 犬态的分析 很重要.前面有假设.相对i 很小，那现在给出一个具体的值，比如 设计成i 的5%. 有效值(RMS)的计算,按照公式是这么算在电源中，最常见的是梯形波(三角波是梯形波的一种特殊形式),每次都按14的方法计算RMS 值是不是觉得很烦呢？有没有简单的方法啊？答案,有,下面就是一个很简单的计算诸如梯形波一 类分段线性函数的有效值的方法.真的很简单，像梯形波这样子，一般用心算就可以得出来近似 值了哦…■■elt a一个如图十一的波形，有效值可以这样子计算其中D1,D2,D3,分别表示该段经历的时间占总时间的比例.图十血=R+嘗鱼心怦 q+呂+嘗从审(14a)好,马上来利用一下我们的秘籍来计算通过 Mosfet,二极管D和电感的RMSfe流.这个事情很有意义•已经假设为5%的i的大小，则通过Mosfet的RMS电流命壮=(。

输出功率输出电压输入电压最大输入最小输入200W 12.5V 48V~80V 125V 24V 100Khz 1.5倍希望80V满载时电感电流连续（1.5倍最大电感电流）
计算步骤
5：2
最大占空比为0.58；计算方法公式一3.1uH 计算方法参考公式二。

47A 计算方法参考公式三
2预设值，根据匝比选择，并根据最终计算结果做修正196
毫米平方，计算方法参考公式四选择TDK PC44PQ35/35Z-12
0.2计算48V输入电压下的值,参考公式五1.4通过TDK磁芯材料datasheet，可以计算出计算出最优铜损，参考公式六0.3
参考公式七
总结从铜损和铁损数值可知，磁芯体积可以减小，增加匝数。

减小铁损，增加铜损。

计算ΔB 副边励磁电感ΔI
计算铁损原副边绕组比例
总铜损
电感电流最大值选择副边匝数Ns 磁芯有效截面积Ae
选择磁芯已知值
设定值
原副边匝比副边励磁电感量开关频率设定由模块的体积决定，与模块开关频率
最大占空比0.62、希望用200V的mosfet，那么主管最高电压
1、当输入为24V时，占空比不超过0.6，从而
最大电感电流）；会影响电流有效值和电容选择
据最终计算结果做修正
疑问1：磁芯的形状选择
疑问2：Ae和Aw是否已由厂家决定
可以计算出
小铁损，增加铜损。

与模块的体积成反比
高电压值为150V，同样可以计算出匝比，从而计算出变压器匝比。

• 推算反射电压(Vref)：Vo/Vref=N2/N1 , Vo/Vin=D*Ns/(1-D)Np • ∴Vref=Vin*D/1-D • Vce(max)=Vref+Vin+Vspike • =Vin/1-D 经验flyback Vce<=2.2Vin.(当Dmax <0.4)
• 反激式变换器一般工作于两种工作方式 • 1. 电感电流不连续模式DCM (Discontinuous Inductor Current Mode)或称 " 完全能量转换 ": ton时储存在变压器中的所有 能量在反激周期 (toff)中都转移到输出端. • 2. 电感电流连续模式CCM ( Continuous Inductor Current Mode) 或称 " 不完全能量转 换 " : 储存在变压器中的一部分能量在toff末 保留到下一个ton周期的开始.
Flyback 工作原理及变压器设计
Part one： Flyback 工作原理
• 一、反激式转换器的优点有: • 1. 电路简单,能高效提供多路直流输出,因此 适合多组输出要求. • 2. 转换效率高,损失小. • 3. 变压器匝数比值较小. • 4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有 较稳定的输出,目前已可实现交流输入在 85~265V间.无需切换而达到稳定输出的要求.
• • • • • • • •
Ic = Ip = 2Po / (η*VIN*Dmax) η: 转换器的效率 公式导出如下: 输出功率 : Po = LIp2η / 2T 输入电压 : VIN = Ldi / dt设 di = Ip,且 1 / dt = f / Dmax,则: VIN = LIpf / Dmax 或 Lp = VIN*Dmax / Ipf 则Po又可表示为 : Po = ηVINf DmaxIp2 / 2f Ip = 1/2ηVINDmaxIp ∴ Ip = 2Po / ηVINDmax

单端反激开关电源变压器设计单端反激开关电源的变压器实质上是一个耦合电感，它要承担着储能、变压、传递能量等工作。

下面对工作于连续模式和断续模式的单端反激变换器的变压器设计进行了总结。

1、已知的参数这些参数由设计人员根据用户的需求和电路的特点确定，包括：输入电压V in、输出电压V out、每路输出的功率P out、效率η、开关频率f s(或周期T)、线路主开关管的耐压V mos。

2、计算在反激变换器中，副边反射电压即反激电压V f与输入电压之和不能高过主开关管的耐压，同时还要留有一定的裕量(此处假设为150V)。

反激电压由下式确定：V f=V Mos-V inDCMax-150V反激电压和输出电压的关系由原、副边的匝比确定。

所以确定了反激电压之后，就可以确定原、副边的匝比了。

N p/N s=V f/V out另外，反激电源的最大占空比出现在最低输入电压、最大输出功率的状态，根据在稳态下，变压器的磁平衡，可以有下式：V inDCMin・D Max=V f・(1-D Max)设在最大占空比时，当开关管开通时，原边电流为I p1，当开关管关断时，原边电流上升到I p2。

若I p1为0，则说明变换器工作于断续模式，否则工作于连续模式。

由能量守恒，我们有下式：1/2・(I p1+I p2)・D Max・V inDCMin=P out/η一般连续模式设计，我们令I p2=3I p1这样就可以求出变换器的原边电流，由此可以得到原边电感量：L p= D Max・V inDCMin/f s・ΔI p对于连续模式，ΔI p=I p2-I p1=2I p1；对于断续模式，ΔI p=I p2 。

可由A w A e法求出所要铁芯：A w A e=(L p・I p22・104/B w・K0・K j)1.14在上式中，A w为磁芯窗口面积，单位为cm2A e为磁芯截面积，单位为cm2L p为原边电感量，单位为HI p2为原边峰值电流，单位为AB w为磁芯工作磁感应强度，单位为TK0为窗口有效使用系数，根据安规的要求和输出路数决定，一般为0.2~0.4K j为电流密度系数，一般取395A/cm2根据求得的A w A e值选择合适的磁芯，一般尽量选择窗口长宽之比比较大的磁芯，这样磁芯的窗口有效使用系数较高，同时可以减小漏感。

I P I DC L f DMAX VinMIN


②

把②式代入①得：
P0 1 I DC I P DmaxVinMIN 2
若DCM或临界时，IDC=0， 在CCM时，一般取IP=3IDC

原边电流有效值计算公式

如图2，设IP为△I的中点，则IC的电流波形 可以近似的表示为：高度为IP，宽度为DT的 方波（如图3），则有：
VDS ( MAX ) (VOUT VD ) N P 2 Vin(max) Vl NS
(5 0.6) 40 1.414 264 Vl 448 V Vl 3
式中第2项为次级对初级的反射电压，第3项为初级 漏感释放能量产生的电压尖峰。 选用600V耐压的MOS管就可。
Ic(Q12)波 形： 图2 原边开关管电流波形
IDC
IP Ic(Q12)近 似波形： A1 A2 图3 电流等效波形 Iin

反激开关电源最大占空比出现在最低输入电 压，满载输出功率的条件下。设开关频率f， 在最大占空比时，当开关管开通时，原边电 流为IDC；当开关管关断时，原边电流上升到 IP，根据能量守恒：
PIN VIN I IN
I IN 1 T
PO


DT
0
I P dt D I P
I C Q1
I P 0～DT
0DT～T

则流过Q12的电流有效值为：
I C RMS 1 DT 2 1 T 2 I C Q1 dt I C Q1 dt 0 T T DT
P 1 2 2 I P I DC L f 0 2