基于坐标变换的微源逆变器虚拟复阻抗功率分配方法

基于非隔离型Weinberg变换器多模块并联系统的建模与控制环路设计陈骞;郑岩;郑琼林;李艳;万成安【摘要】The current sharing accuracy and circuit reliability are emphasized in avionics DC power supply, so improved peak current control strategy is proposed. Based on the three-module non-isolated Weinberg converter system, this paper models the system and designs the controllers. The experimental results are given to verify the effectiveness of the design and superiority of improved peak current control by a 1 200 W prototype. This control strategy is suitable for the system-level application which requests more on the current sharing accuracy and integrity.%针对卫星电源对于均流精度及电路可靠性要求高的特点,本文提出了改进型峰值电流控制策略,即在传统峰值电流控制的基础上增加了平均电流控制,以提高均流精度和电路可靠性.本文以非隔离型Weinberg变换器的三模块并联系统为例,根据参数指标的要求,进行系统小信号建模及控制环路设计.最后制作1200 W实验样机,验证控制环路设计的合理性及改进型峰值电流控制方案的优越性.该控制策略适用于对均流精度及集成度要求很高的系统级场合.【期刊名称】《北京交通大学学报》【年(卷),期】2012(036)005【总页数】7页(P36-42)【关键词】非隔离型Weinberg变换器;蓄电池放电调节器;建模;峰值电流控制;均流【作者】陈骞;郑岩;郑琼林;李艳;万成安【作者单位】北京交通大学电气工程学院,北京100044;北京卫星制造厂,北京100190;北京交通大学电气工程学院,北京100044;北京交通大学电气工程学院,北京100044;北京卫星制造厂,北京100190【正文语种】中文【中图分类】TN86电源控制器(Power Conditioning Unit,PCU)作为卫星的一次电源,它的重要性不言而喻.PCU的作用是使能量在太阳能电池阵、蓄电池及内部单元之间适当分配,从而使母线电压保持恒定,为卫星上的电气设备提供能量.目前我国研制的PCU母线电压有28 V、42 V和100 V三种等级.当卫星进入阴影区不能从太阳能电池阵得到功率或在阳照区太阳能电池阵提供的功率不足时,为保证母线电压稳定,蓄电池向母线提供电能,蓄电池放电调节器(Battery Discharge Regulator,BDR)在此过程中起主要作用.非隔离型Weinberg变换器虽然属于推挽变换器,但是没有磁芯不平衡的问题,而且还具有效率高、无右半平面零点和输入输出电流连续等优点,因而非常适用于蓄电池放电场合.另外非隔离型Weinberg变换器的输出侧有3个二极管,可以防止多模块并联时模块间产生环流及电流倒灌,易于并联使用.近年来,有许多学者针对非隔离型Weinberg变换器在BDR上的应用进行了大量的研究工作.文献[1-2]推导了非隔离型Weinberg变换器的主电路小信号模型.文献[3-5]建立了峰值电流控制下非隔离型Weinberg变换器的近似模型,并分析小占空比下的系统稳定性.文献[6]介绍了平均电流控制下隔离型Weinberg变换器小信号模型的建立过程.但没有文献论述基于多路非隔离型Weinberg变换器并联系统的峰值电流控制精确模型、均流控制策略及控制器的设计方法.常见采用峰值电流控制方法的变换器并联系统一般采用主从均流法或者最大值均流法实现均流,然而这两种方法均存在单点失效故障,因而不能用于卫星电源中.为解决以上问题,本文作者提出了改进型峰值电流控制策略,在此基础上以42 V电压等级的PCU为平台,针对非隔离型Weinberg变换器建立电感电流连续模式(CCM)下的系统小信号模型,并对控制环路进行设计.1 非隔离型Weinberg变换器图1为非隔离型Weinberg变换器(简称NIWC),其中 Q1、Q2为 MOSFET,D、D1和 D2为续流二极管,Lcouple为耦合电感,T为变压器,C为母线支撑电容,R为负载,CT为耦合电感与变压器的连接点.其中耦合电感的原副边自感均为L,若耦合系数为1,那么耦合电感的互感为2 L.文献[7-8]已对该变换器的工作原理做了详细介绍,因此不再赘述.图1 非隔离型Weinberg变换器Fig.1 Non-isolated WeinbergConverter(NIWC)系统额定输出功率为1 200 W,为保证效率及可靠性,本文采用三路并联的方式,即每路额定输出功率为400 W.NIWC的控制策略需使输出电压恒定在42 V,同时保证三路输出电流的均流误差小于1%.图2为NIWC三模块并联系统的控制框图.为提高系统的动态特性、防止变压器偏磁[9],该系统采用峰值电流控制.目前使用较多的均流方法包括下垂法、最大值均流法及主从均流法等[10],但下垂法的均流精度及负载调整率很差,主从均流法、民主均流法难以满足均流误差小于1%的要求,而且需使用均流母线,易发生单点故障,容错性差,因此均不适用于卫星电源.本文采用了改进型峰值电流控制策略,即电压环+平均电流环+峰值电流环的控制方法.其中电压环用于稳定母线电压,它的输出同时作为各支路电流环的基准,从而实现均流.由于峰值电流不能精确地反映输出电流的平均值,因此在峰值电流环与电压环之间加入平均电流环,以提高均流精度.只要各支路的电流采样系数一致,且电流环的设计满足采样值对于参考值的无差跟踪,即可实现高精度均流.为防止发生单点故障,电压环电路采用冗余设计,即三路PI并联选择中间值作为电压环的输入.改进型峰值电流控制策略适用于对均流精度及集成度要求很高的系统级场合.图2 改进型峰值电流控制下的NIWC三模块并联系统Fig.2 Three-module NIWC system with improved peak current control2 主电路小信号模型根据Middlebrook定理设计滤波器参数,使输入阻尼滤波器的输出阻抗在整个频段内均低于Weinberg电路的闭环输入阻抗,所以输入滤波器不会对变换器的稳定性产生影响[11],小信号建模时可以不考虑输入阻尼滤波器.根据状态空间平均法可得NIWC三模块并联系统在电感电流连续模式(CCM)下主电路的交流小信号模型,如图3(a)所示.为简化分析,假设各模块占空比的扰动量相等,即(t)=(t)=(t)=ˆd(t),此时图3(a)的三模块并联小信号模型可以等效为图3(b)的单模块小信号模型.图3 NIWC三模块并联系统的主电路小信号模型Fig.3 Power stagemodel of three-module NIWC system对比两图可以发现,由于等效单模块小信号模型为3个NIWC模块并联的结果,因此其输出侧的电感值为单个NIWC模块电感值的1/3[12].根据图3(b)可得从输出电压对占空比的传递函数 G vd(s)上看,NIWC三模块并联系统可以等效为电感量为4L/3的buck变换器,因此其传递函数不存在右半平面零点,易于控制系统的设计.3 系统小信号模型峰值电流控制下占空比与各扰动量间关系[9]为式中(t)为输入电压(t)为控制电流(t)为输出电流;ˆv ou t(t)为输出电压.式(5)中的系数其中 f s为等效开关频率,即MOSFET开关频率的两倍;D为与占空比之和;L为耦合电感自感;M a为斜坡补偿斜率.结合以上分析可得电感电流连续模式(CCM)下NIWC三模块并联系统的小信号模型,如图4所示.其中G v(s)为电压调节器的传递函数;G i(s)为电流调节器的传递函数;为峰值电流采样系数为平均电流采样系数;K v为输出电压采样系数.为保证电感电流的采样值与未等效前相等,峰值电流采样系数及平均电流采样系数分别为实际采样系数 K cs1、K cs2的1/3,其余系数保持不变.图4 NIWC三模块并联系统的等效单模块小信号模型Fig.4 Equivalent single-modulesmall signal model of three-module NIWC system电感电流的纹波与输入输出电压有关,当电感电流纹波很小时,F g、F v可以忽略,同时忽略输入电压的扰动量可得化简后的系统小信号模型,如图5所示,其中(s)为母线电容与负载并联的阻抗.图5中电流采样函数 H e1(s)与H e2(s)的引入,使得系统的延时及1/2开关频率处的不稳定性在小信号模型中得到体现[13].通过近似可得其中图5 化简后的系统小信号数学模型Fig.5 Modified small signal model4 控制器的设计为使系统满足幅值裕度大于10 dB,相角裕度大于60°,闭环输出阻抗小于50 mΩ的指标,需对控制环路进行设计.下面以输入电压26 V,输出功率1 200 W的额定工况为例,对闭环调节器进行设计.系统参数如下：输入电压范围26～38 V、负载电流范围0～30 A、母线电压42 V、开关频率 100 k Hz、母线电容2 mF、耦合电感自感20 uH、输出电压采样系数6.4/42、输出电流采样系数0.058 7、峰值电流采样系数0.333.4.1 电流内环控制器的设计图5中电压环为外环,电流环为内环,为防止系统不稳定,需使电流环的调节速度高于电压环的调节速度.因此设计时需使电流环的截止频率高于电压环的截止频率.电流环的控制对象为电流环环路增益为(s)=1时,(s)即为未补偿时的电流环环路增益(s).将电流环的截止频率设置为开关频率的1/10到1/5之间,现定为14.5 k Hz.未补偿时,T io(s)的截止频率为19.4 k Hz,幅值裕度为 9.9 dB,相位裕度为92.1°.此时 T io(s)在低频段的直流增益较小,会引起系统的稳态误差增大,因此需增加一个积分环节,以增大 T i(s)的直流增益;在高频段 T io(s)的对数幅频特性＞0,放大了高频干扰信号,因此需要增加积分环节使(s)以大于-20 dB/dec的斜率下降,提高系统的抗干扰能力.根据以上要求,选择单零点双极点补偿器作为电流控制器(见图2),其传递函数为图6为补偿前后电流环环路增益的幅相曲线.补偿后 T i的截止频率为14.45 k Hz,幅值裕度为12.3 dB,相位裕度为91.5°,满足设计要求.图6 补偿前后电流环路增益的幅相曲线Fig.6 Bode plot of current loop gain T i(s)and T io(s)4.2 电压外环控制器的设计电压环的控制对象为电压环环路增益为G v(s)=1时,T v(s)即为未补偿时的电压环环路增益 T vo(s).将电压环的截止频率设置为1 kHz,以满足电压环截止频率低于电流环截止频率的要求. 未补偿时,T vo(s)的幅频曲线均在0 dB以下,因此系统不稳定.为了提高系统的直流增益,保证较高的稳态精度和较好的稳定性,选择单零点单极点补偿器作为电压控制器,如图2所示,其传递函数为=10 kΩ,那么R v1≈300 kΩ.将电压控制器的零点频率设置为100 Hz,即可求出C v1≈5.4 nF.补偿前后电压环环路增益幅相曲线如图7所示.补偿后 T v(s)截止频率为1 kHz,幅值裕度为35.5 dB,相位裕度为84.7°,均满足设计要求.图7 补偿前后电压环路增益的幅相曲线Fig.7 Bodeplot of voltage loop gain T v(s)and T vo(s)4.3 影响稳定裕度的因素图8 为负载电流30 A,输入电压分别为26 V、30 V、34 V、38 V时电压环路增益的幅相曲线簇.由图8可知随着输入电压的上升,幅值裕度与截止频率略有增加,相角裕度有所减小,但均能满足指标要求.图8 负载电流为30 A时电压环路增益的幅相曲线簇Fig.8 Bode plot of Tv(s)when I out=30 A图9 为输入电压26 V,负载电流分别为6 A、15 A、22 A、30 A时电压环路增益的幅相曲线簇.从图9上可以发现随着负载电流的上升,幅值裕度与截止频率几乎不变,而相角裕度略有增加;负载电流对于幅相曲线的影响主要体现在低频段.图10为输入电压26 V,总输出功率为1 200 W,并联模块数分别为1、3、6时电压环路增益的幅相曲线簇.由图10可知当输出功率固定时,随着并联模块的数量的增加,电压环路增益的幅值裕度和相角裕度减小,截止频率增加.因此并联模块数越多,系统的稳定裕度越小,但动态特性越好.实际并联模块数量的选择需要折中考虑.图9 输入电压26 V时电压环路增益的幅相曲线簇Fig.9 Bode plot of T v(s)when V g=26 V图10 并联模块数分别为1、3、6时电压环路增益的幅相曲线簇Fig.10 Bode plot of T v(s)with 1,3,6 modules when V g=26 V and P out=1 200 W4.4 闭环输出阻抗的分析在控制框图中引入负载电流的扰动量,以求解系统的闭环输出阻抗,如图11所示.图11 闭环输出阻抗的系统小信号框图Fig.11 System small signal model of close-loop output impedance系统的闭环输出阻抗可由下式其中由图12可知NIWC三模块并联系统的最大输出阻抗为41.4 mΩ,满足小于50 mΩ的要求,可见该并联系统具有很好的负载调整率.图12 闭环输出阻抗Fig.12 Bode plot of close-loop output impedance5 实验结果根据以上理论设计,搭建一套额定功率为1 200 W的NIWC三模块并联系统试验平台进行验证.5.1 稳态实验结果图13为输入电压32 V时的驱动脉冲、CT点电压、DS端电压及耦合电感原边电流波形.当输入电压为26～38 V,输出电流为0～30 A时,输出电压均能稳在42 V,电路稳定工作.图13 NIWC的稳态波形Fig.13 Key waveforms of NIWC表1为输入电压32 V时未采用均流控制策略、采用传统峰值电流控制策略和采用改进型峰值电流控制策略时的均流特性,其中均流度按照下式计算各模块输出电流与平均电流的最大差异.由表1可知未采用均流控制策略时,模块均流度差,不利于系统稳定运行;采用传统峰值电流控制策略时各模块能保证基本均流,但是不能满足1%的均流指标;采用改进型峰值电流控制策略时全工况下均流误差均小于1%,该均流误差主要是由于各支路的电流采样系数不完全一致造成的.以上结果证明了改进型峰值电流控制策略的优越性.表1 采用三种控制策略时的均流特性Tab.1 Current sharing performanceunder threecontrol strategies分类 I out1/A I out2/A I out3/A CS error/%2.892 1.851 1.228 45.3 5.123 3.376 2.595 38.5未采用均流6.983 5.345 3.681 31.02控制策略8.565 7.252 5.248 25.25 10.372 8.651 6.985 19.64 11.389 9.475 8.152 17.75 2.332 2.023 1.679 16.52 3.921 3.825 3.291 10.55采用传统5.875 5.328 4.805 10.1峰值7.561 6.936 6.484 8.11电流控制9.413 8.541 8.174 8.08 10.353 9.451 9.212 7.04 2.018 2.003 1.999 0.56 3.682 3.651 3.687 0.608采用改进5.371 5.323 5.316 0.643峰值7.031 7.0156.934 0.848电流控制8.701 8.674 8.645 0.327 9.69 9.665 9.641 0.255 5.2 动态实验结果图14为负载电流以50 Hz的频率在20 A与30 A之间跳变时母线电压的瞬态波形.此时母线电压尖峰为0.285 V,恢复稳态的时间为6.2 ms.可见系统具有优异的动态响应性能.图14 负载在20 A与30 A之间跳变时母线电压波形Fig.14 Transient responsefor load changes from 20 A to 30 A图15 为负载跳变时各模块输出电流的波形,从波形上看不论是稳态还是动态均流特性都十分优异.电流控制器的参数为=8 kΩ=10 kΩ,C i1=240 pF.图15 负载在20 A与30 A之间跳变时系统动态均流波形Fig.15 Transient current sharing performance for load changes from 20 A to 30 A6 结论本文根据NIWC的工作原理,推出NIWC的三模块并联系统在电感电流连续模式(CCM)下的等效单模块主电路小信号模型,从小信号模型上看,该并联系统可以等效为电感为4L/3的buck电路,因此该并联系统的控制系统易于设计.为提高系统的动态特性、防止变压器偏磁,同时考虑到卫星电源对于均流精度及电路可靠性要求很高,本文提出了改进型峰值电流控制策略,并以幅值裕度大于10 d B、相角裕度大于45°、输出阻抗小于50 mΩ为设计目标,对控制环路进行设计.分析各参数的变化对于稳定裕度的影响可知：1) 输出电流不变,随着输入电压的上升,幅值裕度与截止频率略有增加,相角裕度有所减小.2) 输入电压不变,负载电流对于幅相曲线的影响主要体现在低频段.3) 随着并联模块的数量的增加,系统的稳定裕度变差,但动态特性越好.根据设计得到的控制环路参数搭建一套1 200 W的实验平台进行验证,实验结果表明基于改进型峰值电流控制策略的NIWC并联系统在所有工况下均能稳定工作并且具有优异的稳态和动态均流性能.但由于并联模块共用一个电压外环,因此改进型峰值电流控制策略不适用于模块化程度较高的系统.参考文献(References)：[1]Lei Weijun,Wan Chengan,Han Bo.Modeling analysis and study of the Weinberg converter with current programming control for space application[C]∥Proceedings of the 8th European Space Power Conference,Konstanz,Germany,2008.[2]Lei Weijun,Li Yanjun.Small-signal modeling and analysis of the weinberg converter for high-power satellites bus application[J].Chinese Journal of Electronics,2009,18(1)：171-176.[3]Ejea Marti J,Sanchis Kilders E,Maset E,et al.Phase margin degradation of apeak current controlled converter at reduced duty cycle[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2010,25(4)：863-874.[4]Ejea Marti J,Sanchis Kilders E,Maset E,et al.Stability problems of peak current control at narrow duty cycles[C]∥Proceedings of IEEE Conferenceon Applied Power Electronics,Burjassot,Spain,2008：1549-1554.[5]Ejea Marti J,Sanchis Kilders E,Maset E.Peak current control instabilities at narrow duty cycles[C]∥Proceedings of IEEE Conference on Computational Intelligence and Security Workshops,Burjassot,Spain,2008：476-482. [6]Hung ChingYao,Lee C Q,Lee H T.Modeling of high power DC/DC converter system based on Weinberg topology[C]∥Proceedings of IEEE Conference on Power Electronics Specialists,Chicago,United States,1995：1222-1228.[7]Maset E,Ferreres A.5 k W weinberg converter for battery discharging in high-power communications satellites[C]∥Proceedings of IEEE Conferenceon Power Electronics Specialists,Burjassot,Spain,2005：69-75. 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[13]Kazimierczuk M K.Transfer function of current modulator in PWM converters with current-mode control[J].IEEE Transactions on Circuits and Systems I,2000,47(9)：1407-1412.。

d. 桥式逆变负载电流波形图
e.原边电流i 1的波形图
f.副边电流i 2的波形图
图5 仿真各波形图
表1 不同占空比下的前级升压及逆变电路的整体效率
占空比D 桥式逆变输出电压 U O 有效值/V
0.8350.00.7222.70.6146.00.5120.00.495.0时间/ms
时间/ms
时间/ms
440
124801026-2
500
480460
231.90231.94231.92231.96231.91231.95231.93231.97
520
540
70.69
70.72
70.68
70.71
70.70和二极管反向恢复电流造成i 1的波形与理论存在误差，而图5f 中i 2的波形基本与理论分析一致。

另外，本次仿真实验改变占空比D ，得到不同的前级升压等级，由此得到后级逆变电路的不同输出电压、电流及该条件下升压电路和逆变电桥式逆变负载电流
位移/mm
图8 负风作用下位移分布
采用牛顿-拉普森计算方法和以离散化理论为基础的节点位移法[5]，进行几何非线性(大位移)分析，考察结构在变形后的再平衡，即确定荷载态构形和结构各单元的内力变化。

6 结语
1)位移较大的单层悬索体系不适合光伏阵列直接悬挂。

2)索桁架的预应力的建立是其获得必要的结构刚度和形状稳定性的必要措施。

3)预应力结构要考虑零荷载态(构的加工状态)、预应力态(仅预应力或预力与自重共同作用)及荷载态(全部荷载，考虑多荷载组合)，并进行张拉全过程模分析及评价。

4)张拉过程分析是优选预应力张拉方案的基 (接第41页)
参考文献。

一种基于坐标变换的剩余电流提取方法舒成维;王承民;谢宁【摘要】从安规角度分析了非隔离型光伏并网逆变器系统中普遍存在的共模电流问题,并将其分解成漏电流和剩余电流.以全桥电路为例建立了共模电压回路分析模型,并探寻影响漏电流和剩余电流大小的因素及其两者的特征.根据两者的特征提出一种基于坐标变换的提取方法,同时因为该方法需要构建虚拟垂直信号,所以引入一种基于二阶广义积分器的正交信号发生器(Second-order Generalized Integrator Quadrature Signals Generator,SOGI-QSG)完成信号处理.实验证明:该方法能精确计算各种成分,并能自适应于电网频率,具有实用价值.【期刊名称】《电力系统保护与控制》【年(卷),期】2018(046)015【总页数】9页(P111-119)【关键词】光伏并网逆变器;漏电流;剩余电流;帕克变换;SOGI-QSG【作者】舒成维;王承民;谢宁【作者单位】上海交通大学电气工程系,上海 200240;上海交通大学电气工程系,上海 200240;上海交通大学电气工程系,上海 200240【正文语种】中文光伏并网发电技术因为自身独有的绿色无污染等优势，近些年得到了大力推广，在主要经济体中占据了一席之地。

近年来，我国因环境治理和温室气体排放等原因也在大力推广光伏发电，最近又提出了光伏扶贫计划，使得光伏发电逐渐走进千家万户。

并网逆变器是光伏发电的关键环节，一般有隔离型和非隔离型两种类型。

隔离型逆变器实现了隔离，同时具有可以提供不同电压等级和直流分量抑制等优点，但是逆变器体积大、重量大且效率低，即使采用高频隔离方案效率仍然较低；而非隔离型逆变器则拥有转换效率高，体积、重量和成本低的优势，现在得到广泛应用。

非隔离型逆变器直接与电网连接，面板对地等效电容、逆变器和电网三者形成回路，必然会导致共模电流的增大，带来人身安全隐患。

有很多专家学者从各个方面研究改进：文献[1-2]从拓扑结构入手提出了新的结构；文献[3]从调制方式入手，保持共模电压的恒定，从而减少漏电流；文献[4]从控制着手作补偿，减少共模电流；文献[5]提出了改变滤波电感、增加共模并联回路分流、调整矢量组合和改变开关频率等策略抑制共模电流；文献[6]总结了常见的单相机拓扑类型，并提出了四种抑制途径；文献[7]对漏电流抑制技术作了一定程度的总结和展望，基本上也是从拓扑结构、调制方式和改变系统参数的角度；文献[8]采用有限集预测改进。

光伏微网并网逆变器下垂控制策略改进研究韩庆;施伟锋【摘要】传统下垂控制策略广泛应用于光伏微网并网逆变器控制,但是没有考虑在低压微网系统中由于线路阻抗比较大引起的功率耦合问题,以及多个微电源供电时系统功率分配不均衡问题.针对这些问题,本文在传统下垂控制基础上,应用坐标变换对有功功率与无功功率进行耦合控制,又通过在电压电流环之中加入虚拟动态阻抗环,提出一种基于电压-电流-阻抗三环控制的光伏微网并网逆变器控制策略.该策略随电压电流的波动而改变虚拟阻抗值,合理分配系统的有功和无功功率,在系统稳定时自动切除虚拟动态阻抗,减小系统的功率环流和线路的损耗,同时限制系统的电压降落,提高电网的电能质量.最后,仿真实验验证该改进控制策略的有效性和可行性.【期刊名称】《船电技术》【年(卷),期】2018(038)005【总页数】6页(P47-52)【关键词】光伏微网;下垂控制;虚拟动态电阻;功率分配;并网逆变器【作者】韩庆;施伟锋【作者单位】上海海事大学物流工程学院,上海 201306;上海海事大学物流工程学院,上海 201306【正文语种】中文【中图分类】TM727随着全球能源危机的日益加重，环境污染问题日渐突出，作为应对措施之一，新能源发电技术在现代电力系统中得到广泛应用，由不同分布式电源组成的微网系统的研究被国内外专家学者广泛的关注[1]。

微网是由分布式电源、负载、储能装置、能量转换装置、监控和保护等装置组成的小型发配电系统。

目前，如何提高微网并网运行功率平稳性和并网的快速性成为微网研究的热点问题之一[2]。

下垂控制是实现多个微电源并网供电的主要控制策略，由于只需要检测逆变器的运行情况，无需逆变器之间的通讯联系[3]，所以下垂控制策略被广泛应用于并网逆变器的对等控制中。

微网线路较短与线路电压等级较低的特点决定了其感抗与电阻为同一数量级，无法与长距离输电线路一样作等效处理，传统的下垂控制在微网系统中直接应用有功功率与无功功率控制，这必然会引起有功功率与无功功率之间的耦合问题，从而导致微网系统运行的不平稳以及不同微电源之间有功功率与无功功率分配不平衡的问题[4]。

基于d—q变换的微电网PQ控制作者：侯海涛霍彦明焦立春来源：《山东工业技术》2017年第15期摘要：基于d-q变换的前馈解耦PQ控制，可使微电源发出的有功及无功功率恒定，是目前微电网的主流控制策略之一。

本文采用MATLAB中的SIMULINK模块搭建了系统仿真模型。

该模型中的并网逆变器在输出有功功率的同时补偿一定量的无功功率，并且使用了LCL 滤波器技术、锁相环技术。

为了使用参数时更加方便，本文对某些参数进行了标幺化。

最后通过运行仿真模型测得THD畸变略小，达到了控制要求。

关键词：变换；微电网；PQ控制DOI：10.16640/ki.37-1222/t.2017.15.1601 恒PQ控制策略PQ控制主要用于并网运行模式，是指对并网逆变器输出的有功功率和无功功率进行控制[2]。

由式1-1可知电网电压存在着耦合关系：（1-1）为了实现解耦控制需要从静止abc坐标系下转换为dq坐标系（称为Park变换，或dp变换）。

经过dp变换可得：（1-2）ud和uq均为常数实现了解耦控制。

PQ控制策略框图如图1所示。

三相交流电通过锁相环（PLL）得到电压和电流的相位，该角度用于Park变换中。

三相电压和电流经过Park变换，得到dq0分量。

通过式子（1-2）可以得到逆变器输入的参考无功功率和有功功率。

（1-3）再通过PQ计算器得到控制电流。

将控制电流与实际值比较，将结果输入到PI控制器中，最后转换到abc静止坐标系下得到并网逆变器输出的三相交流电。

2 PQ控制策略MATLAB/SIMULINK模型搭建2.1 LCL滤波器的设计微电网在并网时可看做受控电流源。

其中的逆变器发出的电流波形具有一定的谐波，为了抑制其产生的谐波，提高并网质量，通常需要接通低通滤波器。

在传统的微电网中采用L滤波器。

为了抑制高次谐波需要增大电感值，这样所使用的电感体积增大，会对整个系统带来一定的损耗。

为了解决以上问题，本文采用LCL滤波器。

《基于虚拟阻抗法的微电网逆变器控制策略》篇一一、引言随着可再生能源的日益普及和微电网技术的快速发展，微电网逆变器作为连接分布式电源与微电网的关键设备，其控制策略的优化显得尤为重要。

虚拟阻抗法作为一种有效的控制手段，能够改善逆变器并网时的电流质量，提高系统的稳定性和可靠性。

本文将详细介绍基于虚拟阻抗法的微电网逆变器控制策略，分析其原理、设计及实施过程，并探讨其在实际应用中的优势与挑战。

二、虚拟阻抗法原理虚拟阻抗法是通过在逆变器控制策略中引入虚拟阻抗，模拟传统电网阻抗的特性，以改善逆变器并网时的电流质量。

虚拟阻抗的引入可以有效地减小谐波电流，降低逆变器对电网的冲击，从而提高系统的稳定性和可靠性。

此外，虚拟阻抗法还能提高系统的阻尼特性，有效抑制系统振荡。

三、微电网逆变器控制策略设计1. 控制目标：基于虚拟阻抗法的微电网逆变器控制策略旨在实现高效率、高可靠性的电能转换与传输，同时保证并网电流的质量和系统的稳定性。

2. 设计思路：根据微电网的实际运行环境和需求，设计合适的虚拟阻抗参数，并将其引入逆变器的控制策略中。

通过调整虚拟阻抗的大小和方向，实现对并网电流的优化控制。

3. 实施步骤：首先，根据微电网的拓扑结构和运行环境，确定虚拟阻抗的参数范围。

其次，在逆变器的控制策略中引入虚拟阻抗，通过调整参数实现并网电流的优化控制。

最后，对系统进行测试和验证，确保其满足设计要求。

四、控制策略的实施与测试在实施基于虚拟阻抗法的微电网逆变器控制策略时，需要注意以下几点：1. 虚拟阻抗的参数设置应根据微电网的实际运行环境和需求进行合理调整，以保证系统的稳定性和可靠性。

2. 在系统调试过程中，应密切关注并网电流的质量和系统的稳定性，及时调整虚拟阻抗的参数，确保系统达到最佳运行状态。

3. 对系统进行长时间的运行测试，验证控制策略的有效性和可靠性。

五、优势与挑战基于虚拟阻抗法的微电网逆变器控制策略具有以下优势：1. 改善并网电流质量：通过引入虚拟阻抗，有效减小谐波电流，提高并网电流的质量。

林　磊（１９９５—），男，硕士研究生，研究方向为虚拟同步发电机技术。

温步瀛（１９６７—），男，教授，博士，研究方向为电力系统优化运行和风电并网技术。

基金项目：国家自然科学基金资助项目（５１７０４０４０）基于虚拟电流的ＶＳＧ并离网无缝切换控制策略林　磊，　温步瀛（福州大学电气工程与自动化学院，福建福州　３５０１１６）摘　要：基于虚拟同步发电机（ＶＳＧ）技术的微电网逆变器控制策略可以在一定程度上增加系统的惯量和阻尼，使分布式电源的并网消纳能力得到进一步提升。

微电网有并网和离网两种运行模式，但在并离网切换瞬间会产生较大的冲击电流，为此提出了一种基于虚拟电流的ＶＳＧ并离网无缝切换控制策略。

首先建立了ＶＳＧ的数学模型，对其功频调节器和励磁调节器进行了设计。

其次，分析了ＶＳＧ在并离网切换过程中出现的问题，提出了改进的预同步控制策略，保证了ＶＳＧ在两种运行模式之间能够平滑切换。

最后，利用ＭＡＴＬＡＢ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋ搭建仿真模型，验证了所提策略的正确性。

关键词：微电网；无缝切换；虚拟同步机；虚拟电流；预同步中图分类号：ＴＭ４６４　文献标志码：Ａ　文章编号：２０９５ ８１８８（２０２０）１１ ００５８ ０７ＤＯＩ：１０．１６６２８／ｊ．ｃｎｋｉ．２０９５ ８１８８．２０２０．１１．０１０ＣｏｎｔｒｏｌＳｔｒａｔｅｇｙｏｆＳｅａｍｌｅｓｓＳｗｉｔｃｈｉｎｇｆｏｒＶＳＧＧｒｉｄ Ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ／ＩｓｌａｎｄｅｄＢａｓｅｄｏｎＶｉｒｔｕａｌＣｕｒｒｅｎｔＬＩＮＬｅｉ，　ＷＥＮＢｕｙｉｎｇ（ＳｃｈｏｏｌｏｆＥｌｅｃｔｒｉｃａｌＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇａｎｄＡｕｔｏｍａｔｉｏｎ，ＦｕｚｈｏｕＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，Ｆｕｚｈｏｕ３５０１１６，Ｃｈｉｎａ）Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｔｈｅｃｏｎｔｒｏｌｓｔｒａｔｅｇｙｏｆｍｉｃｒｏ ｇｒｉｄｉｎｖｅｒｔｅｒｂａｓｅｄｏｎｖｉｒｔｕａｌｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓｇｅｎｅｒａｔｏｒ（ＶＳＧ）ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙｃａｎｉｎｃｒｅａｓｅｔｈｅｉｎｅｒｔｉａａｎｄｄａｍｐｉｎｇｏｆｔｈｅｓｙｓｔｅｍｔｏａｃｅｒｔａｉｎｅｘｔｅｎｔ，ｗｈｉｃｈｆｕｒｔｈｅｒｉｍｐｒｏｖｅｓｔｈｅｇｒｉｄ ｃｏｎｎｅｃｔｅｄａｂｓｏｒｂｉｎｇａｂｉｌｉｔｙｏｆｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄｐｏｗｅｒ．Ｔｈｅｒｅａｒｅｔｗｏｏｐｅｒａｔｉｎｇｍｏｄｅｓｏｆｔｈｅｍｉｃｒｏ ｇｒｉｄ：ｃｏｎｎｅｃｔｅｄａｎｄｏｆｆ ｇｒｉｄ，ｂｕｔｔｈｅｒｅｗｉｌｌｂｅａｌａｒｇｅｉｍｐｕｌｓｅｃｕｒｒｅｎｔａｔｔｈｅｍｏｍｅｎｔｏｆｏｎ ｏｆｆｓｗｉｔｃｈｉｎｇ．Ｔｈｅｒｅｆｏｒｅ，ａｃｏｎｔｒｏｌｓｔｒａｔｅｇｙｏｆｓｅａｍｌｅｓｓｓｗｉｔｃｈｉｎｇｆｏｒＶＳＧｇｒｉｄ ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ／ｉｓｌａｎｄｅｄｂａｓｅｄｏｎｖｉｒｔｕａｌｃｕｒｒｅｎｔｉｓｐｒｏｐｏｓｅｄ．ＴｈｉｓａｒｔｉｃｌｅｆｉｒｓｔｅｓｔａｂｌｉｓｈｅｓｔｈｅｍａｔｈｅｍａｔｉｃａｌｍｏｄｅｌｏｆＶＳＧ，ｄｅｓｉｇｎｓｉｔｓｐｏｗｅｒｆｒｅｑｕｅｎｃｙｒｅｇｕｌａｔｏｒａｎｄｅｘｃｉｔａｔｉｏｎｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒｍｏｄｕｌｅ．Ｓｅｃｏｎｄｌｙ，ｉｔａｎａｌｙｚｅｓｔｈｅｐｒｏｂｌｅｍｓｔｈａｔｏｃｃｕｒｄｕｒｉｎｇｔｈｅｏｎａｎｄｏｆｆ ｇｒｉｄｓｗｉｔｃｈｉｎｇｏｆＶＳＧ，ａｎｄｔｈｅｎｐｒｏｐｏｓｅｓａｎｉｍｐｒｏｖｅｄｐｒｅ ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓｃｏｎｔｒｏｌｓｔｒａｔｅｇｙｔｏｅｎｓｕｒｅｔｈｅｓｍｏｏｔｈｓｗｉｔｃｈｉｎｇｏｆＶＳＧｂｅｔｗｅｅｎｔｈｅｔｗｏｏｐｅｒａｔｉｎｇｍｏｄｅｓ．Ｆｉｎａｌｌｙ，ｔｈｅｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｍｏｄｅｌｉｓｂｕｉｌｔｕｓｉｎｇＭＡＴＬＡＢ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋｔｏｖｅｒｉｆｙｔｈｅｃｏｒｒｅｃｔｎｅｓｓｏｆｔｈｅｐｒｏｐｏｓｅｄｓｔｒａｔｅｇｙ．Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ｍｉｃｒｏ ｇｒｉｄ；ｓｅａｍｌｅｓｓｓｗｉｔｃｈｉｎｇ；ｖｉｒｔｕａｌｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓｇｅｎｅｒａｔｏｒ（ＶＳＧ）；ｖｉｒｔｕａｌｃｕｒｒｅｎｔ；ｐｒｅｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ０　引　言随着环境污染和能源危机问题的日益严重，传统的化石能源已经无法满足人类可持续发展的要求，因此分布式可再生能源近年来得到了广泛的关注和应用［１ ３］。

第45卷第9期电力系统保护与控制V ol.45 No.9 2017年5月1日Power System Protection and Control May 1, 2017 DOI: 10.7667/PSPC160624应用于微电网的并网逆变器虚拟阻抗控制技术综述袁 敞，丛诗学，徐衍会(新能源电力系统国家重点实验室(华北电力大学)，北京 102206)摘要：微电网是由分布式电源、储能装置和负荷等组成的统一整体，随着分布式电源渗透率的不断提高，微电网的应用越发广泛。

在实际运行中，微电网中通常会出现并联逆变器功率分配不均、谐波污染、串并联谐振、故障电流和励磁涌流过大等问题。

虚拟阻抗技术能够改变并网逆变器的阻抗特性，对于上述问题的解决效果颇佳，而且实现简单，因此具有广泛的应用前景。

全面综述了虚拟阻抗的应用场景和相应的实现方法，并结合自适应虚拟阻抗这一现阶段的研究热点，探讨了未来的研究趋势和可能遇到的关键问题。

关键词：虚拟阻抗；下垂控制优化；谐波补偿；谐振抑制；故障电流限制；励磁涌流抑制Overview on grid-connected inverter virtual impedance technology for microgridYUAN Chang, CONG Shixue, XU Yanhui(State Key Laboratory for Alternate Electrical Power System with Renewable Energy Sources(North China Electric Power University), Beijing 102206, China)Abstract: Microgrid is a unity composed of distributed generation, energy storing devices and load. As the penetration of distributed generation increasing, microgrid application domain is more extensive. Some problems often occur in microgrid, such as parallel inverter power distribution imbalance, harmonic pollution, series parallel resonance, fault current and inrush current. Virtual impedance technology which is achieved easily can change the impedance characteristics of grid-connected inverters and solve the above problems effectively, hence this technology has broad application prospects. This paper comprehensively introduces the application scenarios of virtual impedance and corresponding implementation methods, combined with adaptive virtual impedance that is the current hot research topics, and discusses the future research trends and key issues that may be encountered.This work is supported by National Natural Science Foundation of China (No. 51677066).Key words: virtual impedance; droop control optimizing; harmonic suppression; resonance damping; fault current limiting; inrush current suppression0 引言微电网是由分布式电源、储能装置和负荷等组成的统一整体[1-4]，既可以实现并网与孤岛两种模式的无缝切换，又能够减轻新能源接入给系统带来的不利影响[5]，提高供电可靠性和电能质量，近年来受到了广泛的关注。

基于虚拟同步发电机的三相四桥臂微网逆变器控制技术研究微网是能源的一个重要载体,通过微网可以实现对不同区域的快速实地供电。

但是随着科学技术的飞速发展,微电网中的电力电子器件的数量日趋增多,这就导致了微电网的抵抗外界干扰和动态响应的能力变差。

而虚拟同步发电机(Virtual Synchronous Generators,VSG)技术能够模拟同步发电机(Synchronous Generator,SG)的外特性,能够给微电网提供足够阻尼支持和惯性支撑,从而来有效地解决微电网稳定运行的问题。

本文针对基于VSG的微网逆变器在不平衡负载下的运行控制方法进行了研究。

首先,借助传统SG的数学模型以及其所具有的一次调频和一次调压特性,推导出了VSG的有功调频控制环以及无功调压控制环。

其次,针对传统逆变器带不对称和非线性负荷能力差,提出了一种基于三相四桥臂逆变器的改进分序控制方法,使用双旋转坐标系技术对逆变器输出的耦合的正负序电压进解耦分离,实现了正负序电压的独立控制;同时针对独立的零序电压,设计了一种虚拟构造αβ坐标系的技术,实现了对零序电压更加有效的控制。

然后,为了能够使得逆变器在带不平衡负载的情况下实现离并网平滑切换,提出了一种基于三相四桥臂逆变器的VSG离并网双模式切换控制方法,该控制方法能够实现离并网模式切换时无需改变控制算法;为了能够提升VSG在系统不对称情况下的运行性能,提出了基于序网络模型的VSG控制算法,通过结合预同步控制使得逆变器带不平衡负载并网时的冲击电流变小,同时在此基础上加入电压电流双闭环控制来提升系统的动态性能。

最后,通过MATLAB/simulink对所提出的控制算法进行了验证,并搭建了基于VSG控制的逆变器实验控制平台,对VSG算法进行了初步的实验验证。

《基于虚拟阻抗法的微电网逆变器控制策略》篇一一、引言微电网是一种结合了分布式电源、储能系统和负荷的智能电网系统。

微电网逆变器作为其核心设备，对保障系统稳定性及优化电能质量具有重要意义。

随着微电网技术的发展，传统控制策略已逐渐难以满足现代电力系统的要求。

本文旨在研究并分析基于虚拟阻抗法的微电网逆变器控制策略，探讨其在改善微电网电能质量及提高系统稳定性的应用效果。

二、微电网逆变器的基本原理与问题微电网逆变器将分布式电源的直流电转换为交流电，为微电网系统提供电力支持。

然而，在实际运行过程中，由于系统阻抗的存在，可能导致电压波动、谐波干扰等问题，影响微电网的电能质量和稳定性。

传统的控制策略主要依靠硬件阻抗来改善这些问题，但存在成本高、调整困难等局限性。

因此，需要一种更为灵活和有效的控制策略来解决上述问题。

三、虚拟阻抗法在微电网逆变器控制中的应用虚拟阻抗法是一种基于软件算法实现等效阻抗的方法。

该方法通过控制逆变器的输出电流和电压，模拟出额外的阻抗，以改善系统性能。

在微电网逆变器控制中，虚拟阻抗法可以有效解决由系统阻抗引起的电压波动和谐波干扰问题。

同时，该方法具有灵活性高、成本低等优点，适用于不同规模和需求的微电网系统。

四、基于虚拟阻抗法的微电网逆变器控制策略基于虚拟阻抗法的微电网逆变器控制策略主要包括以下几个步骤：首先，根据微电网系统的运行需求和特点，设计合适的虚拟阻抗参数；其次，通过实时检测逆变器的输出电流和电压，计算虚拟阻抗值；然后，将虚拟阻抗值引入到逆变器的控制系统中，通过调整输出电流和电压，实现对系统阻抗的模拟和控制；最后，通过优化算法，实现对微电网系统的优化控制。

五、实验结果与分析为了验证基于虚拟阻抗法的微电网逆变器控制策略的有效性，我们进行了实际实验。

实验结果表明，采用该控制策略的微电网逆变器在改善电压波动、降低谐波干扰等方面具有显著优势。

同时，该策略还能提高微电网系统的稳定性，降低系统故障率。

基于虚拟同步发电机的孤岛微网主从控制下的稳压稳频许柳;吕智林;魏卿;朱沙【摘要】Effective control of voltage stabilization is guaranteed for the stable operation of the islanded microgrid with the master-slave structure.A virtual synchronous generator control strategy is introduced into the master inverter in terms of frequency and voltage deviation problem of conventional droop control.It can feature similar outer characteristics with synchronous generator, with virtual inertia and damping characteristics.And by using the virtual excitation control, the voltage drop caused by reactive drop characteristics can be reduced by terminal voltage regulation. The master inverter adopted voltage and current double loop control, while salve inverter adopted constant power control.The active and reactive power decoupling can be achieved by adding current compensation to current loop of master inverter and established small signal mode for the virtual synchronous generator control.The dynamic and stable performance of the main control unit is analyzed by using root trajectory method.The simulation and experimental results show that virtual synchronous generator control under master-slaver of isolated microgrid has better voltage and frequency stability compared with conventional droop control.%对于主从结构的独立微网系统,其稳压稳频的有效控制是系统稳定运行的有效保障.文中针对传统下垂控制存在频率和电压偏差较大的问题,将虚拟同步发电机控制策略引入到主逆变器控制中,使其具有与同步发电机相类似的外部特性,即具有虚拟惯性和阻尼特性,通过虚拟励磁控制中的端电压调节环节来缓解电压-无功下垂特性所引起的电压降.主逆变器采用电压电流双环控制,从逆变器则采用恒功率控制.在主逆变器电流环中加入电流补偿量对有功和无功进行解耦,并建立解耦下的虚拟同步发电机控制小信号模型,再根据根轨迹分析控制参数对主控单元动态性能和稳定性的影响.仿真和实验结果表明,相对于传统下垂控制,在孤岛微网主从控制下虚拟同步发电机控制能更好地稳压稳频.【期刊名称】《广西大学学报（自然科学版）》【年(卷),期】2018(043)002【总页数】11页(P535-545)【关键词】主从结构;虚拟同步发电机控制;稳压稳频;解耦;小信号模型【作者】许柳;吕智林;魏卿;朱沙【作者单位】广西大学电气工程学院,广西南宁530004;广西大学电气工程学院,广西南宁530004;广西大学电气工程学院,广西南宁530004;广西大学电气工程学院,广西南宁530004【正文语种】中文【中图分类】TM610 引言随着能源危机和环境污染问题的日益严重，微电网的研究已经成为热点[1-2]。

2021年5月第28卷第5期控制工程Control Engineering of ChinaMay. 2021Vol.28, No.5文章编号：1671-7848(2021)05-0979-05 DOI: 10.14107/ki.kzgc.20200317基于积分补偿的微网逆变器V S G控制策略研究朱作滨1,张常友\曾小斌2(1.江西工程学院人工智能学院，江西新余338800; 2.江西冶金职业技术学院机电工程学院，江西新余338800)摘要：微网逆变器采用虚拟同步机V S G控制策略时，系统在受到负荷扰动后只能实现一次调频，即有差调频，频率穗定性仍然无法满足系统要求。

因此提出一种基于积分补偿的V S G控制策略。

在虚拟调速器阻尼系数£)上并联一个积分补偿器，用以消除负荷扰动带来的频率偏差。

首先，通过对改进的V S G二次调频进行理论分析；然后，建立V S G控制系统小信号模型，利用根轨迹法判断改进后系统的穗定性并进行关键参数整定设计，利用B o d e图分析系统抗扰动衰减能力；最后，建立积分补偿的V S G控制系统仿真模型。

仿真结果表明该方法能够实现二次调频，提升系统频率的穗定性。

关键词：微网；V S G;积分补偿器：二次调频中图分类号：T M64 文献标识码：AResearch on VSG Control Strategy for Microgrid InverterBased on Integral CompensationZ H U Z u o-bin',Z H A N G Chang-y ou',Z E N G X i a o-bin2(1. College of A rtificial Intelligence, Jiangxi University of Engineering, Xinyu 338800, China; 2. College of ElectromechanicalEngineering, Jiangxi Metallurgy Vocational Technical College, Xinyu 338800, China)Abstract:W h e n the virtual synchronous generator(V S G)control strategy is adopted for microgrid inverter,the system can only achieve one frequency modulation after load disturbance,that is,differential frequency modulation,and the frequency stability s t i l l can not meet the system requirements.Therefore,this paper proposes an improved V S G control strategy based on integral compensation.In order to eliminate the frequency deviation caused by load disturbance,an integral compensator is connected in parallel with the damping coefficient D of the virtual governor.Firstly,the improved V S G secondary frequency modulation i s analyzed theoretically.Secondly,the small signal model of the V S G control system is established.T h e stability of the improved system is judged b y root locus m e t h o d,and the key parameters are designed.T h e anti-disturbance attenuation ability of the system is analyzed b y B o d e diagram.Finally,the simulation m o d e l of the improved V S G control system is established.T h e simulation results s h o w that the met h o d can achieve secondary frequency modulation and improve the stability of system frequency.K e y w o r d s:Microgrid;V S G;integral compensator;secondary frequency modulationi引言微电网(micro-grid,M G)是由分布式电机、负荷、储能装置及控制装置构成的一个单一可控的独立 发电系统[1]。

文章编号:１００４－２８９Ｘ(２０２２)０５－００５３－０５基于平面变压器的交错反激微功率光伏逆变器设计张家璇ꎬ毛行奎ꎬ郑润民ꎬ张彬意(福州大学电气工程与自动化学院ꎬ福建㊀福州㊀３５０１０８)摘㊀要:微功率光伏逆变器具有抗光照阴影能力强等特点ꎬ为光伏逆变器重要架构之一ꎮ为提高反激微功率光伏逆变器效率ꎬ采用低端有源箝位电路并深入分析了其工作原理和关键参数设计依据ꎬ为改善户外高温环境下高频功率变压器温升ꎬ采用平面变压器技术充分利用其表面积大易于散热㊁ＰＣＢ线圈载流能力强特点ꎬ并提出采用双磁芯拼接结构ꎬ以及高耦合系数的线圈结构ꎮ设计了一台直流输入电压范围２２~３６Ｖꎬ输出２２０Ｗ/２２０Ｖａｃ的样机ꎬ并建立了基于Ｓａｂｅｒ的仿真模型ꎬ搭建了实验样机ꎮ仿真和实验表明ꎬ设计的样机工作稳定ꎬ性能良好ꎬ证明了设计的正确有效性ꎮ关键词:微逆变器ꎻ交错反激ꎻ有源箝位ꎻ平面变压器中图分类号:ＴＭ４６４㊀㊀㊀㊀㊀文献标识码:ＢＤｅｓｉｇｎｏｆＩｎｔｅｒｌｅａｖｅｄＦｌｙｂａｃｋＭｉｃｒｏｐｏｗｅｒＰｈｏｔｏｖｏｌｔａｉｃＩｎｖｅｒｔｅｒＢａｓｅｄｏｎＰｌａｎａｒＴｒａｎｓｆｏｒｍｅｒＺＨＡＮＧＪｉａ￣ｘｕａｎꎬＭＡＯＸｉｎｇ￣ｋｕｉꎬＺＨＥＮＧＲｕｎ￣ｍｉｎꎬＺＨＡＮＧＢｉｎ￣ｙｉ(ＣｏｌｌｅｇｅｏｆＥｌｅｃｔｒｉｃａｌＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇａｎｄＡｕｔｏｍａｔｉｏｎꎬＦｕｚｈｏｕＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙꎬＦｕｚｈｏｕ３５０１０８ꎬＣｈｉｎａ)Ａｂｓｔｒａｃｔ:Ｔｈｅｍｉｃｒｏ￣ｐｏｗｅｒｐｈｏｔｏｖｏｌｔａｉｃｉｎｖｅｒｔｅｒｈａｓｔｈｅｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓｏｆｓｔｒｏｎｇａｎｔｉ￣ｌｉｇｈｔａｎｄｓｈａｄｏｗａｂｉｌｉｔｙꎬａｎｄｉｓｏｎｅｏｆｔｈｅｉｍｐｏｒｔａｎｔａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅｓｏｆｐｈｏｔｏｖｏｌｔａｉｃｉｎｖｅｒｔｅｒｓ.Ｉｎｏｒｄｅｒｔｏｉｍｐｒｏｖｅｔｈｅｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙｏｆｔｈｅｆｌｙｂａｃｋｍｉｃｒｏ￣ｐｏｗｅｒｐｈｏｔｏｖｏｌｔａｉｃｉｎｖｅｒｔｅｒꎬａｌｏｗ￣ｅｎｄａｃｔｉｖｅｃｌａｍｐｃｉｒｃｕｉｔｉｓｕｓｅｄꎬａｎｄｉｔｓｗｏｒｋｉｎｇｐｒｉｎｃｉｐｌｅａｎｄｋｅｙｐａｒａｍｅｔｅｒｄｅ￣ｓｉｇｎｂａｓｉｓａｒｅｄｅｅｐｌｙａｎａｌｙｚｅｄ.Ｔａｋｉｎｇｆｕｌｌａｄｖａｎｔａｇｅｏｆｉｔｓｌａｒｇｅｓｕｒｆａｃｅａｒｅａꎬｅａｓｙｈｅａｔｄｉｓｓｉｐａｔｉｏｎꎬａｎｄｓｔｒｏｎｇｃｕｒ￣ｒｅｎｔ￣ｃａｒｒｙｉｎｇｃａｐａｃｉｔｙｏｆｔｈｅＰＣＢｃｏｉｌꎬａｄｕａｌ￣ｃｏｒｅｓｐｌｉｃｉｎｇｓｔｒｕｃｔｕｒｅａｎｄａｃｏｉｌｓｔｒｕｃｔｕｒｅｗｉｔｈｈｉｇｈｃｏｕｐｌｉｎｇｃｏｅｆｆｉ￣ｃｉｅｎｔａｒｅｐｒｏｐｏｓｅｄ.ＡｐｒｏｔｏｔｙｐｅｗｉｔｈａＤＣｉｎｐｕｔｏｆ２０￣４０Ｖꎬａｒａｔｅｄｖｏｌｔａｇｅｏｆ２４Ｖꎬａｎｄａｎｏｕｔｐｕｔｏｆ２２０Ｗ/２２０ＶａｃｗａｓｄｅｓｉｇｎｅｄꎬａｎｄａＳａｂｅｒ￣ｂａｓｅｄｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｍｏｄｅｌｗａｓｅｓｔａｂｌｉｓｈｅｄｔｏｂｕｉｌｄａｎｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌｐｒｏｔｏｔｙｐｅ.Ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎａｎｄｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔｓｓｈｏｗｔｈａｔｔｈｅｄｅｓｉｇｎｅｄｐｒｏｔｏｔｙｐｅｗｏｒｋｓｓｔａｂｌｙａｎｄｈａｓｇｏｏｄｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅꎬｗｈｉｃｈｐｒｏｖｅｓｔｈｅｃｏｒｒｅｃｔ￣ｎｅｓｓａｎｄｅｆｆｅｃｔｉｖｅｎｅｓｓｏｆｔｈｅｄｅｓｉｇｎ.Ｋｅｙｗｏｒｄｓ:ｍｉｃｒｏｉｎｖｅｒｔｅｒꎻｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｄｆｌｙｂａｃｋꎻａｃｔｉｖｅｃｌａｍｐꎻｐｌａｎａｒｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ１㊀引言微功率光伏逆变器(ＰＶｍｉｃｒｏ－ｉｎｖｅｒｔｅｒꎬＰＶＭＩ)抗光照局部阴影能力强ꎬ易于扩展安装和模块化设计ꎬ是光伏发电系统的核心设备[１－２]ꎮ反激变换器由于结构简单成本低ꎬ以及高频隔离功能成为ＰＶＭＩ最常用的拓扑之一[３－４]ꎮ平面变压器具备截面高度低ꎬ散热表面积大ꎬ参数一致性高的优点ꎬ可以大幅度降低逆变器高度ꎬ改善散热性能ꎬ以及ＰＣＢ绕组载流能力强ꎬ可以使原㊁副边耦合更充分ꎬ降低漏感和高频涡流效应ꎬ有利于提高变换器的效率ꎮ㊀㊀文献[５－６]指出鉴于ＰＶＭＩ的安装要求和室外工作环境ꎬ需要大幅提高变换器的功率密度㊁效率以及器件寿命才能更好地适应户外使用环境ꎮ文献[７]指出限制提升变换器功率密度的最大因素为磁性元器件ꎻ文献[８]分析了高端有源箝位电路对断续模式下反激变换器的影响ꎮ㊀㊀本文深入分析反激连续导通模式下ꎬ低端有源箝位电路的工作特性ꎮ而为改善热性能满足户外高温使用环境ꎬ则采用平面变压器技术ꎬ并提出采用双磁芯拼接结构来提高磁芯截面积ꎬ并采用高耦合系数线圈结构来降低漏感ꎮ２㊀电路与工作原理㊀㊀反激微功率光伏逆变器ＰＶＭＩ的电路原理图如图１所示ꎬ前级由两路交错反激构成ꎬ后级由全桥电路以及输出滤波器组成ꎮ基于反激连续导通模式电流应力低ꎬ功率器件易于选择且成本低ꎬＰＶＭＩ设计为连续导通模式ꎮ图１㊀ＰＶＭＩ原理图㊀㊀两路并联反激变换器交错控制ꎬ均采用正弦脉宽调制ꎬ在半个工频周期内占空比在零与最大占空比之间不断变化[９－１１]ꎮ工频周期内ꎬ反激绕组的副边电流呈正弦双半波ꎬ经过后级全桥极性翻转和滤波器滤波后变换成正弦电流ꎮ㊀㊀交错反激微功率光伏逆变器在一个工频周期的关键波形如图２所示ꎬ从上到下依次为两路ＭＯＳ管的驱动信号Ｑ１㊁Ｑ２ꎬ原边电流ｉｐ１㊁ｉｐ２ꎬ副边电流ｉｓ１㊁ｉｓ２ꎬ后级的输入电流ｉｏ㊁后级全桥驱动信号Ｓ１~Ｓ４及并网电流ｉｇｒｉｄꎮ从图中可看出ꎬ采用交错结构提高了输入电流和输出电流的纹波频率ꎬ有利于提高输入解耦电容Ｃｉｎ工作寿命和降低滤波器的体积ꎮ图２㊀ＰＶＭＩ关键波形３㊀有源箝位反激变换器工作模态㊀㊀在前级增加由电容和开关管构成的有源箝位电路ꎬ该电路在主管关断时与漏感谐振构成回路ꎬ可以吸收主管漏源电压尖峰ꎬ回馈漏感能量ꎬ通过合理的设计还可以降低主开关管开通前的漏源电压ꎬ实现零电压开通(ＺＶＳ)ꎮ㊀㊀为降低有源箝位电路导致的谐振损耗ꎬ有源箝位电路采用非互补控制策略[１２－１４]ꎮ两路反激交错控制ꎬ电路参数㊁拓扑和控制方式等完全一样ꎮ因此以单路反激为例对连续导通模式反激电路的工作原理进行说明ꎬ有源箝位反激关键波形如图３所示ꎬ电路示意图如图４所示ꎮ图３㊀有源箝位反激关键波形㊀㊀模态０[ｔ０~ｔ１]:ｔ０时刻ꎬ主管Ｑ１开通ꎬ设Ｑ１开通时间为ＤＴＳꎬ辅助管Ｑ３处于关断状态ꎮ变压器Ｔ１原边绕组承受输入电压Ｖｉｎꎬ原边电流ｉｐ１线性增加ꎬ励磁电感和漏感能量增加ꎮ副边二极管Ｄｉｏ１截止ꎬｉＳ１为零ꎮ励磁电感与漏感的电流表达式见式(１):ｉＬｍ１＝ｉＬｒ１＝ＶｉｎＬｍ＋ＬｒＤＴＳ(１)㊀㊀模态１[ｔ１~ｔ２]:ｔ１时刻ꎬ主管Ｑ１关断ꎮ变压器原边电流给Ｑ１输出电容ＣＤＳ１充电ꎬ辅助管Ｑ３输出电容ＣＤＳ３放电ꎮ由于ＣＤＳ１数量级在ｐＦ级ꎬ其两端电压近似线性增加ꎮ当ＣＤＳ１电压达到输入电压与反射电压之和时ꎬ副边二极管Ｄｉｏ１导通ꎮ当辅助管输出电容上的电荷为零时ꎬ辅助管的体二极管导通ꎬ漏感给箝位电容Ｃａｃｔ１充电ꎬ假设谐振回路没有阻尼ꎬ则漏感能量将悉数转移至箝位电容ꎮ图４㊀各阶段等效电路图㊀㊀模态２[ｔ２~ｔ３]:副边二极管持续导通ꎬ励磁电流通过变压器转换为副边电流ꎮ此时励磁电感电压被箝位为反射电压ꎮ㊀㊀模态３[ｔ３~ｔ４]:ｔ３时刻ꎬ辅助管开通ꎬ因励磁电感被箝位ꎬ只有漏感与箝位电容谐振ꎬ漏感电流反向增长ꎮ因此箝位电容储存的能量一部分传送到副边ꎬ一部分回馈给输入侧的解耦电容ꎮ这段时间应为箝位电容与漏感谐振周期的四分之一ꎬ设为Ｄ１ＴＳꎬ则有:Ｄ１ ＴＳ＝２ π Ｌｒ ＣＤＳ４(２)㊀㊀模态４[ｔ４~ｔ５]:ｔ４时刻ꎬ辅助管关断ꎮ此时漏感与主管输出电容谐振ꎬＣＤＳ１放电ꎬ主管漏源电压不断降低ꎬ漏感电流下降ꎮｔ５时刻ꎬ主管输出电容放电完毕ꎬ主管漏源电压下降到零ꎬ体二极管导通ꎮ在下一时刻漏感电流反向上升之前开通主管ꎬ则可以实现主管的零电压开通ꎻ否则漏感会与主管输出电容谐振ꎬ使主管漏源电压不保持为零ꎮ主管的输出电容一般为ｐＦ级别ꎬ因此漏感电流的谐振周期很短且幅值很小ꎮ此阶段励磁电感依然被箝位ꎮｔ５时刻开通主管Ｑ１ꎮ设定ｔ４~ｔ５时段为死区时间ꎮ４㊀平面变压器设计４.１㊀参数设计㊀㊀设计的ＰＶＭＩ输入直流电压范围２２~３６Ｖꎬ输出２２０Ｗ/２２０Ｖａｃ的样机ꎮ依据式(３)设计得变压器匝比为１ʒ７ꎮ匝数的计算一般按照避免磁芯磁密达到饱和磁密原则ꎮ但匝数过多会增大绕组损耗ꎬ且要求磁芯有较大的窗口面积ꎬ不利于降低变压器的高度ꎬ因此匝数设计要综合考虑ꎮｎ＝Ｖｏｕｔｍａｘ(１－Ｄｍａｘ)ＶｉｎｍｉｎＤｍａｘ(３)㊀㊀其中Ｖｏｕｔｍａｘ为输出电压幅值３１１ＶꎬＤｍａｘ为最大占空比０ ７ꎬＶｉｎｍｉｎ为输入电压最小值ꎮ由于磁芯相邻型号的磁芯中柱面积Ａｅ值往往会有较大的差距ꎬＡｅ偏高的磁芯会使窗口利用率过低ꎬ磁芯体积偏大ꎻＡｅ偏小意味着窗口面积较小ꎬ窗口利用率接近１ꎬ会导致绕组放不下ꎮ为使Ａｅ更加合理ꎬ设计样机的变压器磁芯采用两个相同型号的磁芯并列拼接ꎬ如图５所示ꎮ与具备相近Ａｅ的单块磁芯相比ꎬ两块磁芯并列拼接的结构高度更小ꎬ更易于选型ꎮ样机开关频率为２００ｋＨｚꎮ选用Ｆｅｒｒｏｘｃｕｂｅ公司的Ｅ４３/１０/２８磁芯并列拼接ꎬ材料型号为３Ｆ３ꎬ参数为:磁芯ＡＰ＝１６４４６ ７８ｍｍ４ꎬ窗口面积Ａｗ＝７１ ８２ｍｍ２ꎬ中柱磁芯面积Ａｅ＝２２９ｍｍ２ꎮ原边绕组匝数Ｎｐ１＝Ｎｐ２＝６ꎬ副边绕组匝数为Ｎｓ１＝Ｎｓ２＝ｎ Ｎｐ＝４２ꎮ变压器励磁电感Ｌｍ＝１８μＨꎮ图５㊀变压器磁芯的并列结构图４.２㊀绕组结构㊀㊀为提高变换器功率密度ꎬ两路反激绕组分别绕制在并列结构磁芯的两个边柱上ꎮ为减小变压器漏感ꎬ两路反激的绕组均采用对称交叉换位结构ꎮ每路绕组ＰＣＢ均按照ＰＳＳＰＰＳＳＰＰＳＳＰ结构分布ꎬ总共１２层ꎬ原㊁副边各６层ꎬ如图６所示ꎬ其中Ｐ为原边㊁Ｓ为副边ꎮ考虑多层ＰＣＢ板工艺限制ꎬ十二层板价格昂贵ꎬ且布板复杂ꎬ需要很多的过孔才能使不同层的缱绻导体实现电气连接ꎬ这增大了ＰＣＢ的面积和寄生参数ꎮ因此ꎬ采用３个４层ＰＣＢ板相叠加来制作１２层ＰＣＢ线圈的平面变压器ꎬ如图７所示ꎮ每个４层ＰＣＢ板的结构相同ꎬ每块ＰＣＢ板均为ＰＳＳＰ的结构ꎬ这样大幅度降低了ＰＣＢ的成本ꎬ减少过孔数量ꎬ且不同层的走线更加灵活ꎬＰＣＢ面积更小ꎮ图６㊀单路反激绕组结构示意图５㊀仿真和实验㊀㊀基于上述分析和设计ꎬ建立Ｓａｂｅｒ仿真模型ꎬ仿真结果如图８所示ꎮ图８为全桥开关管驱动信号㊁电网电压及并网电流仿真波形ꎬ并网电流ＴＨＤ为４ ９％ꎮ图９为ｉｐ１㊁ｉｐ２及ｉｉｎ的波形ꎬ图１０为ｉｓ１㊁ｉｓ２及ｉｏ波形ꎮ㊀㊀搭建了实验样机ꎮ图１１为满载时输出电压和电流波形ꎬ电流ＴＨＤ为４.０１％ꎬ图１２为两路反激原边电流波形ꎬ图１３为前级驱动信号及开关管漏源电压波形ꎮ图１４为样机效率曲线ꎮ可以看到ꎬ样机原边电流呈正弦双半波ꎬ开关管在关断时漏源电压没有尖峰ꎬ漏感能量被有源箝位电路吸收ꎬ效率较高ꎬ进一步验证了分析和设计正确性ꎮ图７㊀绕组ＰＣＢ布板图图８㊀ＰＶＭＩ输出电压电流仿真波形图９㊀ＰＶＭＩ原边电流仿真波形图１０㊀ＰＶＭＩ副边电流仿真波形图１１㊀满载时逆变器输出电压电流＠输入直流电压２８Ｖ图１２㊀两路反激原边电流波形＠输出满载和输入２８Ｖ图１３㊀反激驱动信号及开关管漏源电压波形图１４㊀ＰＶＭＩ效率曲线６㊀结论㊀㊀为提高ＰＶＭＩ效率ꎬ采用低端有源箝位电路ꎮ为改善户外高温环境下高频功率变压器温升ꎬ采用表面积大热特性好的平面变压器技术ꎮ对于平面变压器ꎬ考虑单个大的磁芯难选型以及不好放置提出采用双磁芯拼接结构ꎮ为提高线圈耦合系数采用了对称结构ꎬ以及为降低采用多层ＰＣＢ板的成本ꎬ提出采用多个相同结构线圈堆叠的结构ꎮ仿真和搭建的２２０Ｗ/２２０Ｖａｃ实验样机工作稳定ꎬ效率较高ꎬ性能良好ꎬ证明了设计正确性ꎮ参考文献[１]㊀陈哲军.基于混合控制ＬＬＣ谐振变换器的微功率光伏逆变器[Ｊ].电器与能效管理技术ꎬ２０２０(１１):７０－７６＋８４.[２]㊀林燕云ꎬ陈哲军ꎬ毛行奎.两级隔离式微功率光伏并网系统仿真与研究[Ｊ].电器与能效管理技术ꎬ２０１５(１０):４０－４５.[３]㊀张震ꎬ苏建徽ꎬ汪海宁ꎬ等.一种优化的反激式微逆变器有源箝位控制方式[Ｊ].电器与能效管理技术ꎬ２０１５(６):５４－５９.[４]㊀王小彬ꎬ张锦吉ꎬ毛行奎.交错反激微功率光伏并网逆变器损耗分析[Ｊ].低压电器ꎬ２０１４(１):５１－５５.[５]㊀ＪｉａｎｇＬｉ.ＲｅｓｉｓｔａｎｃｅＣｏｎｔｒｏｌＭＰＰＴｆｏｒＳｍａｒｔＣｏｎｖｅｒｔｅｒＰＶＳｙｓ￣ｔｅｍ:ＭａｓｔｅｒｏｆＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇＤｉｓｓｅｒｔａｔｉｏｎ.ＶｉｒｇｉｎｉａＰｏｌｙｔｅｃｈｎｉｃＩｎｓｔｉｔｕｔｅａｎｄＳｔａｔｅＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙꎬ２０１２.[６]㊀Ｈ.ＬａｕｋａｍｐꎬＴ.ＳｃｈｏｅｎꎬＤ.Ｒｕｏｓｓ.ＲｅｌｉａｂｉｌｉｔｙＳｔｕｄｙＯｆＧｒｉｄＣｏｎ￣ｎｅｃｔｅｄＰＶＳｙｓｔｅｍｓ￣ＦｉｅｌｄＥｘｐｅｒｉｅｎｃｅＡｎｄＲｅｃｏｍｍｅｎｄｅｄＤｅｓｉｇｎＰｒａｃｔｉｃｅꎬＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌＥｎｅｒｇｙＡｇｅｎｃｙꎬ２００２.[７]㊀齐斌.高功率密度反激变换器中磁性元器件的研究[Ｄ].南京航空航天大学ꎬ２０１８.[８]㊀马超ꎬ张方华.有源箝位反激式光伏微型并网逆变器输出波形质量的分析和改善[Ｊ].中国电机工程学报ꎬ２０１４ꎬ３４(３):３５４－３６２.[９]㊀张锦吉ꎬ王小彬ꎬ毛行奎.交错反激微功率光伏并网逆变器的设计[Ｊ].电力电子技术ꎬ２０１３ꎬ４７[４]:４３－４５.[１０]㊀杨相鹤.交错并联反激微逆变器的研究与设计[Ｄ].成都:电子科技大学ꎬ２０１４.[１１]㊀谢超.交错反激微功率光伏逆变器磁集成研究[Ｄ].福州:福州大学ꎬ２０１４.[１２]㊀张崇金.小功率光伏功率变换关键技术研究[Ｄ].武汉:华中科技大学ꎬ２０１３.[１３]㊀ＺｈａｎｇＪｕｎｍｉｎｇꎬＨｕａｎｇＸｉｕｃｈｅｎｇꎬＷｕＸｉｎｋｅꎬｅｔａｌ.Ａｈｉｇｈｅｆｆｉ￣ｃｉｅｎｃｙｆｌｙｂａｃｋｃｏｎｖｅｒｔｅｒｗｉｔｈｎｅｗａｃｔｉｖｅｃｌａｍｐｔｅｃｈｎｉｑｕｅ[Ｊ].ＩＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｎＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓꎬ２０１０ꎬ２５(７):１７７５－１７８５.[１４]㊀黄秀成.非互补有源箝位反激变流器的研究[Ｄ].杭州:浙江大学ꎬ２０１１.收稿日期:２０２２－０３－２９作者简介:张家璇(１９９５－)ꎬ男ꎬ工学硕士ꎬ研究方向为电力电子变流技术ꎮ。