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微波仿真课-作业1

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微波仿真课（1）
北京邮电大学电子工程学院
FR4基片：介电常数为4.4,厚度为1.6mm，损耗角正切为0.02
第一次课作业
1．了解ADS Schematic的使用和设置
2．在Schematic里，分别仿真理想电容20pF和理想电感5nH，仿真频率为（1Hz-100GHz），观察仿真结果，并分析原因。

（1）电感
分析：由图可知，仿真出来的曲线只分布在Smith圆图的上方，且曲线与最外的圆贴近，而且从短路点到开路点频率是逐渐增大的。

对于理想电感而言，其阻抗值为：jwL,为大于0纯电抗，所以曲线只分布在贴近最大圆的上半部分，又随着频率的升高，电抗值逐渐增大，所以从短路点到开路点频率逐渐增大。

（2）电容
分析：由图可知，仿真出来的曲线只分布在Smith圆图的下方，且曲
线与最外的圆贴近，而且从短路点到开路点频率是逐渐减小的。

理想
电容的阻抗值为-j/wc,为小于0的纯电抗值，所以在Smith圆图上，其
仿真曲线分布在贴近最外圆的下半部分，又随着频率的增大，其电抗
值在逐渐减小，所以可以看到从短路点到开路点频率在逐渐减小。

3．Linecalc的使用
a)计算中心频率1GHz时，FR4基片的50Ω微带线的宽度
b)计算中心频率1GHz时，FR4基片的50Ω共面波导（CPW）的横截面尺
寸（中心信号线宽度与接地板之间的距离）
4．基于FR4基板，仿真一段特性阻抗为50Ω四分之一波长开路CPW线的性能参数，中心工作频率为1GHz。

仿真频段（500MHz-3GHz）,观察Smith圆图变化，分析原因。

分析：由图可知，随着频率的升高，可以看到仿真曲线逐渐向圆心聚拢。

这是由于CPW线为非理想传输线，所以随着频率的变化（电长度的变化，频率越高对应的电长度越大），反射系数幅度会发生变化。

由于四分之一波长的阻抗变换作用，使得原本1GHz的时候的开路点变成了短路点。

当频率为2GHz 时，即为中心频率的两倍时，此时传输线等效的电长度为半波长，由半波长的周期性可知开路点的频率为2GHz(m2)
5．基于FR4基板，仿真一段特性阻抗为50Ω四分之一波长短路CPW线的性能参数，中心工作频率为1GHz。

仿真频段（500MHz-3GHz）,观察Smith圆图变化，分别求出500MHz和2GHz的输入阻抗，分析变化原因。

分析：由图可知，500MHz时的输入阻抗为Z0*(0.003+j1.005)；2GHz时的输入阻抗为Z0*（0.012-j0.002）
对于500MHz而言，原本为1/4的电长度变成了1/8，由传输线的阻抗变换作用可知阻抗会由0逐渐增大，在Smith圆图上沿顺时针走1/8；
对于2GHz而言，原本为1/4的电长度变成了1/2，由传输线的阻抗变换作用可知阻抗仍为0，在Smith圆图上沿顺时针走一圈回到出发点。

6．分别用理想传输线和在FR4基片上的微带传输线，仿真一段特性阻抗为50Ω四分之一波长开路线的性能参数，工作频率为1GHz。

仿真频段（500MHz-3GHz）,观察Smith圆图变化，分别求出500MHz和2GHz的输入阻抗，分析变化原因。

扩展仿真频率（500MHz-50GHz），分析曲线变化原因。

50MHz~3GHz
（1）理想传输线
分析：工作频率为500MHz时的输入阻抗为:Z1=Z0*（1.000E-10-j1.000）;
工作频率为2GHz时的输入阻抗为：Z2=Z0*(1.951E10-j3.096E9), 由于传输线具有阻抗变换作用，当频率不一样时，波长就不一样，则对于一段固定长度的传输线来说，对应的电长度也不一样，所以最后得到的阻值也不一样;且由于是理想传输线，没有衰减，所以对于Z2这个开路点来说阻抗值很大
（2）微带传输线
分析：由图可知，500MHz时的输入阻抗为Z1=Z0*(0.023-j0.992);2GHz时的输入阻抗为Z2=Z0*(33.219-j1.287);
由于传输线具有阻抗变换作用，当频率不一样时，波长就不一样，则对于一段固定长度的传输线来说，对应的电长度也不一样，所以最后得到的阻值也不一样，由于是非理想传输线，有一定程度的衰减，所以对于Z2这个开路点来说阻抗值没有达到很大的值。

扩展频率500M~50GHz
（1）理想传输线
分析：由于对理想传输线来说，没有衰减，所以随着频率的变化仿真曲线只会绕着最外围的圆变化，而不会向内聚拢。

（2）微带传输线
分析：由图可知，在起始频率相同时，随着频率变大，仿真曲线向圆
心聚拢越严重，这是因为微带线为非理想传输线，随着频率的升高，
对应的电长度增大，则反射系数衰减越严重，模值越来越小，所以等
反射系数圆的半径越来越小。

7．分别用理想传输线和在FR4基片上的微带传输线，仿真一段特性阻抗为50Ω四分之一波长短路线的性能参数，工作频率为1GHz。

仿真频段（500MHz-3GHz）,观察Smith圆图变化，分别求出500MHz和2GHz的输入阻抗，分析变化原因。

扩展仿真频率（500MHz-50GHz），分析曲线变化原因。

500MHz-3GHz
（1）理想传输线
分析：500MHz时的输入阻抗为：Z1=Z0*(5.551E-17+j1.000)；2GHz时的输入阻抗为Z2=Z0*(8.284E-18-j1.000-5)
500MHz对于原本的四分之一波长而言变成了八分之一波长，所以图中m1位于正上方，距离短路点八分之一波长；2GHz对于原本的四分之一波长而言变成了二分之一波长，刚好为一个周期，所以图中m2位于短路点，由于传输线理想，不存在衰减，所以Z2很小。

（2）微带传输线
分析：由图可知，500MHz时的输入阻抗为：Z1=Z0*(0.008+j1.003)；2GHz 时的输入阻抗为Z2=Z0*(0.030+j0.002)
500MHz对于原本的四分之一波长而言变成了八分之一波长，所以图中m1位于正上方，距离短路点八分之一波长；2GHz对于原本的四分之一波长而言变成了二分之一波长，刚好为一个周期，所以图中m2位于短路点，由于传输线非理想，存在衰减，所以Z2并没有完全等于0
500MHz-50GHz
（1）理想传输线
分析：对理想传输线来说，没有衰减，所以随着频率的变化仿真曲线只会绕着最外围的圆变化，而不会向内聚拢。

（2）微带传输线
分析：在起始频率相同时，当频率范围变大时，仿真曲线向圆心聚拢
越严重，这是因为微带线为非理想传输线，随着频率的升高，对应的
电长度增大，则反射系数衰减越严重，模值越来越小，所以等反射系
数圆的半径越来越小。

8．分别用理想传输线和在FR4基片上的微带传输线，仿真一段特性阻抗为50Ω二分之一波长开路线的性能参数，工作频率为1GHz。

仿真频段（500MHz-3GHz）,观察Smith圆图变化，分别求出500MHz和2GHz的输入阻抗，分析变化原因。

扩展仿真频率（500MHz-50GHz），分析曲线变化原因。

500MHz-3GHz
（1）理想传输线
（2）微带传输线
500MHz-50GHz （1）理想传输线
（2）微带传输线
9．分别用理想传输线和在FR4基片上的微带传输线，仿真一段特性阻抗为50Ω二分之一波长短路线的性能参数，工作频率为1GHz。

仿真频段（500MHz-3GHz）,观察Smith圆图变化，分别求出500MHz和2GHz的输入阻抗，分析变化原因。

扩展仿真频率（500MHz-50GHz），分析曲线变化原因。

500MHz-3GHz
（3）理想传输线
（4）微带传输线
分析：
500MHz时的输入阻抗为：Z1=Z0*(56.674-j19.144)；2GHz时的输入阻抗为Z2=Z0*(0.061+j0.003)
500MHz对于原本的二分之一波长而言变成了四分之一波长，所以由
短路点变成了开路点，由于存在衰减，所以阻抗值并没有很大；2GHz
对于原本的二分之一波长而言变成了一个波长，刚好为两个周期，所
以图中m2位于短路点路点，由于传输线非理想，存在衰减，所以Z2
并没有很小
由二分之一波长的周期性可知，当频率为1GHz时应为短路点，但因为传输线非理想，所以会存在衰减，导致阻抗并没有很小
500MHz-50GHz （3）理想传输线
（4）微带传输线。

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西电微波电子线路大作业1教材

西电微波电子线路大作业1教材

微波电子线路大作业姓名：班级：021014学号：一 肖特基势垒二极管与混频器1 肖特基势垒二极管利用金属与半导体接触形成肖特基势垒构成的微波二极管称为肖特基势垒二极管。

这种器件对外主要呈现非线性电阻特性，是构成微波混频器、检波器和微波开关等器件的核心元件。

目前绝大多数混频器都采用肖特基势垒二极管，因为肖特基势垒二极管的耗尽电容比PN 结电容小的多，因此肖特基势垒二极管更适合微波频率下工作。

肖特基势垒二极管的等效电路如右图所示：肖特基二极管作为非线性电阻应用时，除结电容之外，其他都是寄生参量，会对电路的性能造成影响，应尽量减小它们本身的值，或在微波电路设计时，充分考虑这些寄生参 量的影响。

一般地，肖特基势垒二极管的伏安特性可以表示为：对于理想的肖特基势垒，；当势垒不理想时，,点接触型二极管,面结合型二极管。

如下图是肖特基势垒二极管的伏安特性曲线：肖特基势垒二极管特性参量：1） 截止频率2） 噪声比（理想情况下） 3） 中频阻抗 4） 变频损耗2 混频器微波混频器的核心元件是肖特基势垒二极管。

混频机理是基于肖特基势垒二极管结电阻的非线性管子在偏压和本振的激励下，跨导随时间变化，加上信号电压后出现一系列频率成分的电流，用滤波器取出所需中频即可。

j R SR j C p C SL描述二极管混频器的混频过程，需要建立一个等效电路。

由于混频二极管是一个单向器件，不仅与和差拍产生新的频率，而其电流在一定的阻抗上所建立起的电压也会反过来加到二极管上该电压与和差拍，也产生新的频率。

混频器等效电路如右图所示：信频、中频和镜频电流的幅值为：由等效电路可以求出变频损耗。

微波混频器的作用是将微波信号转换为中频信，频率变换后的能量损耗即为变频损耗。

变频损耗主要包括三部分：(1) 由寄生频率产生的净变频损耗。

(2) 由混频二极管寄生参量引起的结损耗 。

(3) 混频器输入/输出端的失配损耗。

结论；混频器的变频损耗载镜频开路时变频损耗最低，镜频匹配时变频损耗最高。

(完整word版)第一次习题课答案(word文档良心出品)

(完整word版)第一次习题课答案(word文档良心出品)

第一次习题课#第1讲作业绪论1微波的频率和波长范围分别是多少答：频率范围从300MHz到3000GHz波长从0.1mm到Irn 2微波与其它电磁波相比，有什么特点答：主要特点是：微波波长可同普通电路或元件的尺寸相比拟，即为分米、厘米、毫米量级，其他波段都不具备这个特点。

普通无线电波的波长大于或远大于电路或元件的尺寸，电路或元件内部的波的传播过程（相移过程）可忽略不计，故可用路的方法进行研究。

光波、X射线、射线的波长远小于电路或元件的尺寸，甚至可与分子或原子的尺寸相比拟，难以用电磁的或普通电子学的方法去研究它们。

（有同学仅仅写微波的特点，有同学是把课本上微波特点写下来）正是上述特点，使人们对微波产生极大兴趣，并将它从普通无线电波波段划分出来进行单独研究。

3微波技术、天线、电波传播三者研究的对象分别是什么它们有何区别和联系？答：微波技术：主要研究引导电磁波在微波传输系统中如何进行有效传输，它希望电磁波按一定要求沿传输系统无辐射地传输。

天线：是将微波导行波变成向空间定向辐射的电磁波， 或将空间的电磁波变为微波设备中的导行波。

电波传播：研究电波在空间的传播方式和特点。

微波技术、天线与电波传播是微波领域研究的三个重要 组成部分，它们共同的基础是电磁场理论，但三者研究的对 象和目的有所不同。

（有同学没有写区别和联系） #第2讲作业1.导出如图9.1（ C ）所示的平行导体板传输线的等效电路参 H，且 W b 。

解：令传输线上仅传播沿 z 向的行波，则传输线上的行波电从能量或者功率的角度来求，方程中有未知量为 E ，H所以求得这两个未知量就可以。

由于Wb 的条件，可以忽略不均匀性，视两板间为均匀电量。

假设平行导体板间填充媒质的电参数为，，其中jz，行波电流为I l o e jz。

压为U U o e其中，U U o e jz由于传输线理论和电路理论中传输线单位长度的电场储能 相等，可得:s 为电场和磁场所处的横截面积，这里的S 是标量SE t E t dS2Wb bb注意是'而不是ed ，因为点容与损耗无关。

微波加热物体的数值仿真

微波加热物体的数值仿真


算例2：微波加热猪肉
猪肉厚度1.6cm，右边是 0.2cm厚的陶瓷片。两侧 入射波均为1.5W/cm2 的 平面波,频率2.45GHz。
加热时间194s。
W/cm^2
加热结束时Z方向耗散功率分布
1.6
1.4
1.2
1
0.8
0.6
0.4
0.2
FDTD-HTE计算结果 文献结果
0
0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6
[1]王岩，计算流体力学中有限元的强间断处理，空气动力学学报，1994年3月，12卷1期。
NND有限元解一维欧拉方程
于是线积分项为
K
dN j dx
f1dx
dN j dx
f1a f1b dx
Steger-Warming通量分裂法
Jacobi矩阵：
A f u
u3 e
f1 u f2 u2 p
f3 ue p
NND有限元解一维欧拉方程
则各个方程可以离散为（以第一个质量守恒方程为例）
d
u1
i
dt
Ni
N jdx
N j

f1

x1 x0


f1
dN j dx
dx

0
may Basak , Badri S. Rao，Theoretical analysis on pulsed microwave heating of pork meat supported on ceramic plate, Meat Science,86(2010),pp780-793,Aug,2010.
(完整版)微波课后作业题(部分)

(完整版)微波课后作业题(部分)

习题课1.1 设一特性阻抗为50Ω的均匀传输线终端接负载R l =100Ω，求负载反射系数Γl ，在离负载0.2λ、0.25λ及0.5λ处的输入阻抗及反射系数分别为多少？解：根据终端反射系数与终端阻抗的关系10l 10100501100503Z Z Z Z --Γ===++根据传输线上任一点的反射系数与输入阻抗的关系2()j zlz ein 01()1()z Z Z z 得到离负载0.2λ、0.25λ及0.5λ处的输入阻抗及反射系数分别为2πj20.2λj0.8πλ1(0.2λ)3l eeZ (0.2λ)29.4323.79Ωin2πj20.25λλ1(0.25λ)3l e Z (0.25)25Ωin2πj20.5λλ1(0.5λ)3l e（反射系数具有λ/2周期性） Z (0.5)100Ωin （输入阻抗具有λ/2周期性）1.2 求内外导体直径分别为0.25cm 和0.75cm 的空气同轴线的特性阻抗；若在两导体间填充介电常数εr=2.25的介质，求其特性阻抗及300MHz 时的波长。

解：空气同轴线的特性阻抗为0.7560ln60ln65.9Ω0.25b Z a填充相对介电常数εr=2.25的介质后，其特性阻抗为60600.75lnln 43.9Ω0.252.25rb Z af =300Mhz 时的波长/=0.67m rc f1.4 有一特性阻抗Z 0=50Ω的无耗均匀传输线,导体间的媒质参数εr=2.25，μr=1，终端接有R l =1Ω的负载。

当f =100MHz 时，其线长度为λ/4。

试求：① 传输线实际长度； ② 负载终端反射系数； ③ 输入端反射系数； ④ 输入端阻抗。

解：①传输线上的波长为/=2m g rc f所以，传输线的实际长度为=0.5m 4gl②根据终端反射系数与终端阻抗的关系10l 101504915051Z Z Z Z --Γ===-++③根据传输线上任一点的反射系数与终端反射系数的关系220.2524949()5151j j zl z ee ④传输线上任一点的反射系数与输入阻抗的关系in 04911()51502500Ω491()151z Z Z z1.10 特性阻抗为Z 0=150Ω的均匀无耗传输线, 终端接有负载Z l =250+j100Ω，用λ/4阻抗变换器实现阻抗匹配（如图所示），试求λ/4阻抗变换器的特性阻抗Z 01及离终端距离。