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一种新型无源无损软开关Boost变换器1前言开关电源目前存在五个挑战性的问题，能否更加小型化就是其中之一。
使开关电源小型化的重要途径是提高开关频率。
高频化能使变压器和电感等磁性元件以及电容体积和重量大为减少，从而提高变换器的功率密度。
但是提高开关频率的同时也增加了开关损耗，并使电磁干扰更加严重。
采用软开关技术可以降低开关损耗，使开关电源可以在低损耗情况下实现高频运行。
其实现方法可分为有源和无源软开关技术。
有源软开关技术在原有电路上附加有源器件（如开关），价格比较昂贵，工作时还要增加控制电路以对附加开关进行控制，电路复杂，可靠性比较差。
相比之下，无源软开关电路简单，可靠性高，价格便宜。
这些优点使得无源软开关近几年倍受青睐。
对于PWM变换器，无源软开关通过降低有源开关的di/dt和dv/dt 来实现零电流导通和/或零电压关断，以减少开关损耗。
文献[1]对无源软开关技术进行了总结，并提出了无源无损软开关PWM变换器合成方法。
根据这种方法，可以合成多种性能良好的软开关PWM变换器。
本文对其中的一种合成新型软开关Boost变换器的工作原理及参数选择进行了分析，给出理论波形和仿真波形，并对其进行分析。
2工作原理这种新型无源软开关变换器在Boost基本拓扑基础上附加了一个子电路，。
子电路包括一个电感Lr，两个电容Cs、Cr，三个二极管D1、D2和D3。
Lr提供主开关零电流开通条件，限制二极管D的反向恢复电流。
电容Cs提供开关零电压关断条件。
电容Cr为电感Lr能量恢复提供能量。
这种变换器有七种运行模态。
假设各种元器件为理想元器件，且Cs（1）t开关S处于关断状态，此时vcs=VO，vcr=0，iLr=iin。
简化电路，波形图。
（2）t0～t1从t0开始，开关S导通，电流iLr线性下降，简化电路。
t=t1时，电流iLr减少到零，二极管D关断，波形图。
这段时间为：t0－1=t1－t0=（1）（3）t1～t2图1新型无源无损软开关Boost变换器图2新型无源无损软开关Boost变换器的工作模态图3Boost变换器各电流和电压波形图从t1开始，Cs开始经D2，Cr、Lr和开关S放电，vcr从零上升，电流iLr从零反方向增加，简化电路，波形图。
供一．电磁学计算公式推导：1．磁通量与磁通密度相关公式：Ф = B * S⑴Ф ----- 磁通(韦伯)B ----- 磁通密度(韦伯每平方米或高斯) 1韦伯每平方米=104高斯S ----- 磁路的截面积(平方米)磁通密度磁通密度是磁感应强度的一个别名。
垂直穿过单位面积的磁力线叫做磁通量密度，简称磁通密度，测量主机侧板底部磁通密度它从数量上反映磁力线的疏密程度。
磁场的强弱通常用磁感应强度“Ｂ”来表示，哪里磁场越强，哪里Ｂ的数值越大，磁力线就越密。
按照国际单位制磁感应强度的单位是特斯拉，其符号为T：磁感应强度还有一个过时的单位：高斯，其符号为G：1 T = 10000 G。
这个符号在技术设施中还广泛使用。
通常条形磁铁两极附近的磁感应强度大约是几十到几百高斯。
在处理与磁性有关问题时，除了要用到磁感应强度外，常常还要讨论穿过一块面积的磁力线数目，称做磁CPU附近磁通密度通量，简称磁通，有Φ 示。
磁通量的单位是韦伯，用Wb表示，以前还有麦克斯韦有Mx表示。
如果磁场中某处的磁感应强度为Ｂ，在该处有一块与磁通垂直的面，它的面积为Ｓ，则穿过它的磁通量就是Φ = BS式中磁感应强度Ｂ的单位是高斯（Ｇs）；面积Ｓ的单位是平方厘米；磁通量的单位是麦克斯韦（Mx)。
磁通量的简介公式：Φ=BS，适用条件是B与S平面垂直。
当B与S存在夹角θ时，Φ=B*S*cosθ。
Φ读“fai”四声。
单位：在国际单位制中，磁通量的单位是韦伯，符号是Wb，1Wb=1T*m^2;=1V*S，是标量，但有正负，正负仅代表穿向。
意义：磁通量的意义可以用磁感线形象地加以说明．我们知道在同一磁场的图示中，磁感线越密的地方，也就是穿过单位面积的磁感线条数越多的地方，磁感应强度B 越大．因此，B越大，S越大，穿过这个面的磁感线条数就越多，磁通量就越大．B与S平面不垂直的情况磁通量通过某一平面的磁通量的大小，可以用通过这个平面的磁感线的条数的多少来形象地说明。
具有无损耗缓冲电路的软开关双管正激式变换器具有无损耗缓冲电路的软开关双管正激式变换器类别：电源技术摘要介绍了一种具有无损耗缓冲电路的软开关双管正激式变换器。
它采用无损耗缓冲技术，使开关管工作在软开关状态，抑制了dv/dt，使开关管的开关损耗下降一半左右。
同时缓冲电路本身并不消耗能量，而是将能量返回到系统中，提高了整机效率。
文中对其工作原理，缓冲电路的能量转换过程进行了分析，并给出了实验结果及波形。
关键词软开关开关损耗双管正激变换器 1 概述电源装置的发展趋势是小型化和轻量化。
为了减小电源装置的体积和重量，提高开关频率是最可行的方法。
然而，随着开关频率的提高，开关器件的开关损耗也越来越大，带来了效率降低和发热严重等问题。
本文介绍一种新型的无损耗缓冲电路，使开关管工作在软开关状态，能够极大地降低开关损耗，较好地解决了效率降低和发热严重等问题。
2 传统的双管正激式变换器的缺点双管正激式变换器具有电路结构简单、输入与输出电压隔离、开关管电压应力较小等优点，因而广泛应用于大容量的电源装置中。
然而，传统的双管正激式变换器的开关管是硬开关，在关断时会出现很大的浪涌电压，使得开关管上的电压上升率dv/dt很大，因而加大了开关管的开关损耗，并产生很大的电磁干扰(EMI)。
一般的方法是在变换器上加一个RC或RCD缓冲器，以吸收变压器漏感所储存的能量，从而抑制浪涌电压、降低dv/dt。
但是，加了这些缓冲器的变换器，因为其所吸收的能量最终被消耗在缓冲器自身的电阻上，开关频率越高，缓冲器所消耗的能量就越大，变换器的效率就越低。
3 无损耗缓冲电路的拓扑结构及工作原理新型的无损耗缓冲电路的拓扑结构如图1。
由MOSFET管Q1、Q2(Cs1、Cs2为其结电容)，变压器T1，二极管VD3、VD4组成了一个传统的双管正激式变换器；由箝位电容C1、C2，电感Lc，二极管VD1、VD2组成无损耗缓冲电路。
Q1、Q2采用PWM方式工作。
第40卷第3期2006年6月电力电子技术Power ElectronicsVol.40,No.3June ,2006基金项目:台达科教发展基金资助项目定稿日期:2005-06-23作者简介:步宏飞(1981-,男,江苏丹阳人,硕士研究生,研究方向为功率电子变换技术。
1引言燃料电池用于直接发电,能量转化率高,操作安静,环境友好,且易于模块化,因而在中小型电站、分布式系统以及电动汽车等领域具有极高的应用研究价值[1]。
由于燃料电池输出特性较软,且大部分用电场合要求输入输出电气隔离,所以一般采取DC/DC+DC/AC 两级式结构进行电能变换后供给负载,当后级DC/AC 采用半桥或双降压式逆变器拓扑时,需要DC/DC 的输出为带中线地的对称正负电压。
本文研究前级DC/DC 变换器的设计。
推挽正激变换器(Push Pull Forward Converter,PPFC电路结构简单,工作占空比可变化范围较宽且实现了输入输出电气隔离。
与传统的推挽电路相比,该电路具有输入电流脉动小[2]的优点,因而燃料电池正常工作时输出功率波动范围较小,提高了燃料的利用率[1],在一定程度上弥补了燃料电池动态响应速度较慢的缺陷。
此外,该电路还能有效抑制变压器铁心偏磁及开关管两端关断电压尖峰[2],因而有利于变压器的设计制作和开关管的选取。
因此,PPFC 在燃料电池发电系统中有较大的应用优势。
设计了一台输入为30~60V 、输出为+180V 和-180V ,额定功率1kW 为的PPFC 原理样机。
由于存在变压器漏感,次级整流二极管关断瞬间流过的反向恢复电流,将会在二极管两端引起很高的电压尖峰,这不仅对整流二极管的安全工作不利,而且会带来初级主开关管的额外导通损耗。
文献[3]给出一种利用一个电容两个二极管的CDD 缓冲电路,而本文将变换器的输出设计成带中线地的对称正负电压,不能直接利用上述CDD 缓冲电路,因此需要在其基础上加以改进。
Boost PFC无源无损缓冲电路设计王婕;孙宏宇【期刊名称】《今日电子》【年(卷),期】2015(000)002【总页数】3页(P83-85)【作者】王婕;孙宏宇【作者单位】河北汇能欣源电子技术有限公司;河北汇能欣源电子技术有限公司【正文语种】中文随着电力电子器件的发展，开关电源朝着小型化、轻量化和高效率方向发展，致使开关器件大部分都工作在高频开关状态。
功率器件在开通时，其电流由零逐步上升，而电压逐步下降。
电流上升和电压下降有一重叠过程，于是产生了功率损耗，即开通损耗；功率器件在关断时，也有一个电压上升、电流下降的重叠过程，此时产生的损耗即关断损耗。
这些损耗统称开关损耗，显然，频率越高、损耗越大。
如果开关器件工作在高频时，高电压和大电流重叠，不仅损耗很大，更是对开关器件的安全工作构成严重威胁。
为降低开关损耗，确保开关器件工作在安全区，各种各样的缓冲吸收电路应运而生。
其主要作用是抑制开关器件的dv/dt、di/dt，缓解电压电流应力，减少电磁干扰（EMI）。
传统的RCD吸收电路，依靠电阻R来消耗多余的能量，R将电能转变成热能散发，不仅使电子装置工作效率降低，而且增加了装置的散热负担，很难适合一些高要求的应用场合。
近年来，无损吸收技术发展迅速，其属于软开关技术范畴，电路结构简单、易于控制，无损、高效、高可靠性得到人们普遍的青睬。
目前使用的PFC电路中，主二极管的大反向恢复电流使二极管产生很大的损耗、温升很高，从而限制了整个PFC电路功率的提高。
为了减小主二极管的反向恢复问题，我们引入了一个无源无损缓冲电路，该缓冲电路能很好地减小反向恢复电流，同时又能降低IGBT的开关损耗，进而提升转换效率、降低PFC电路的温升，使得同等体积的PFC电路的输出功率适当增加、提高了功率密度。
图1所示主电路中，由L、Q、Ld、D和C组成升压斩波电路，缓冲电路由Ld、D、D1、D2、D3、C1、C2组成。
Q采用PWM方式工作，因为其开关时间较短，L的取值较大，所以近似认为开关导通时流过其中的电流不变。
加无源无损缓冲吸收的推挽正激变换器设计
中心议题：推挽正激变换推挽正激变换器的工作原理加无源无损缓冲吸收缓冲吸收的推挽正激变换器变换器设计
解决方案：缓冲吸收电路参数设计
推挽正激变换器是低压大电流输入场合的理想拓扑之一，但其输出整流二极管上由于反向恢复产生很高的电压尖峰。
这将导致整流二极管选取困难，并影响其使用寿命。
本文研究了一种加无源无损缓冲吸收的推挽正激变换器，整流二极管上尖峰电压小，可靠性高。
并给出了该变换器的工作原理和缓冲电容的参数设计，还通过lkW实验样机给出了加缓冲吸收电路前后的实验波形。
样机取得了高效率和高可靠性。
0 引言在输入低压大电流场合，推挽正激变换器（Push-Pull Forward，PPF）因具有以下3方面的优点而得到广泛应用：(1)输入滤波器的体积和重最小；(2)箝位电容无损耗地抑制了功率管的电压尖峰；(3)变压器磁芯利用率高。
在输出高电压时(本文为360V)，变压器副边线圈匝数较多，副边漏感不可忽略。
在整流二极管反向恢复时间内，整流二极管上存在很高的电压尖峰，给整流二极管的选取带来困难，并降低了整流二极管的可靠性。
虽然RC或者RCD缓冲电路可以一定程度上抑制二极管的电压尖峰，但是电阻上损耗较大。
文献[3]提出了一种简单的无源无损缓冲吸收电路，可以较好地抑制整流二极管的电压尖峰。
本文将该无损缓冲吸收电路应用于蓄电池供电的推挽正激变换器中，显著降低了整流二极管的电压尖峰。
制作的原理样机电路结构简单，功率器件工作可靠性高，并且实现了高的整机变换效率。
1 工作原理图1为加无损缓冲吸收的PPF电路。
Ds1、Ds2分别为开关管S1、S2寄生的反并二极管，变压器的Np1=Np2=Np、Ns1=Ns2=Ns分别为原、副边的匝数，匝比n=Ns/Np，原边两个绕组的励磁电感均为Lm，Lo(图1中未标出)为变压器原边绕组的漏感．Lo’为折算到变压器副边绕组的漏感，D5、D6、D7、C1、C2构成无损缓冲吸收电路，且C1=C2=Cc。
变压器副边两个绕组的连接点与输出滤波电容C3和C4的中点相连，输出电压为±V0/2。
在分析电路原理前，假定：(1)S1、S2，D1、D2、D3、D4导通压降忽略不计；(2)箝位电容C 较大，在稳态工作时两端电压保持为Vin不变；C3=C4=C0足够大，将它看作电压恒定为V0/2的电压源；L1=L2=L足够大，将它看作电流为I0的电流源；(3)开关周期为Ts，S1、S2每个周期开通时间均为Ton，S1、S2工作的占空比D=Ton/Ts。
根据输出电感的伏秒积分平衡，可得变换器输入输出关系：V0=4nDVin。
图2为加无损缓冲吸收的PPF电路工作原理波形图，一共分为14个工作模态。
(1)工作模态l[t0-t1] ，在t0以前，S1和S2都是关断的，输入电流沿回路Vin-Np-C-Np2环流，环流为Ia=2nDI0。
原、副边绕组电压为零，整流二极管同时导通，iD1=iD2=I0/2。
t0时刻，S1导通，Vin加在原边漏感Lo上，ip1迅速增加；Vc加在绕组的漏感上，ip2迅速减小并反向增人。
同时，流过iD1、iD4的电流增大，流过iD2、iD3的电流减小，此过程持续到iD2减小到0并且增大到最大反向恢复电流时结束。
模态l中，Vc1=Vc2=0，VD5=VD6=Vo/2，VD7=0。
(2)工作模态2[t0-t2] ，t1时刻，D2、D3中反向恢复电流达到最大值，D5、D6导通，D2、D3达到瞬时反向电压Vo，缓冲电容C1(C2)和副边漏感Lo’开始谐振。
Vin、VC分别加在原边绕组Np1、Np2上，ip1正向增大，ip2减小并反向增大。
两端电压从零开始谐振增大，在半个谐振周期后达到最大值VC1max=VC2max=2nVin-Vo，此时模态2结束。
模态2中，VD5=VD6=0，VD7=Vo。
二极管D2、D3两端反向电压从V0逐渐增大VD2=VD3=4nVin-V0。
(3)工作模态3[t2-t3] ，t2时刻，D2、D3两端电压回落到稳态关断值2nVin，D5、D6关断。
变压
器原边工作的状况同模态2。
当Vin≤Vo/n时，VC1=VC2=2nVin-Vo，VD5=VD6=nVin-Vo/2，VD7=2V。
-2nVin；当Vin≥V。
/n时．VD5=VD6=Vo/2。
C1和C2在此工作模态一开始就向负载释放存储的部分能量，电压下降至VC1=VC2=nVin，此时VD7=O。
(4)工作模态4[t3-t5] ，t3时刻，S1关断，此前ip1始终大于ip2，因此在S1关断瞬间S2的反并二极管DS2导通，此时，S1两端的电压被箝位到Vin+Vc=2Vin；绕组Np1中的漏感能量通过低阻抗回路Np1-c-Ds2释放到箝位电容C中，绕组Np2中的漏感能量通过回路Np2-Ds2一Cin释放到Cin 中。
同时，流过D1、D4中的电流减小，D7导通，C1、C2提供部分负载电流；直到t4时刻，D1、D4完全关断，C1和C2提供全部负载电流。
在该模态中，ip1不断减小，ip2不断正向增大，当ip1=ip2时，Ds2自然关断，该工作模态结束。
该模态中VD7=0，VD5=VD6=Vo/2。
(5)工作模态5[t5-t6] ，t5时刻，D2和S2都关断。
在该模态中，环流Ia=ip1=ip2=2nDI。
经过回路Vin-Np1-C-Np2给箝位电容C充电。
副边整流二极管全部关断，C1和C2按照关系式(7)继续给负载放电，提供全部的负载电流；VD5=VD6=Vo/2，VD7=O。
当C1、C2放电为零时，该模态结束。
(6)工作模态6[t6-t7] ，t6时刻，C1和C2放电为零，副边整流二极管全部导通续流，iD1=iD2=Io/2。
此时原边开关管都处于关断阶段，环流Ia基本保持不变。
VD7=O，VC1=VC2=0，VD5=VD6=Vo/2。
(7)工作模态7[t7-t14]t7时刻，S2导通，开始下半个周期的工作，工作模态和上半个周期相同，只是励磁电流的方向相反，完成变压器的去磁。
2 缓冲吸收电路参数设计缓冲电容的选取直接关系到整流二极管电压尖峰的抑制效果。
由前面模态2分析可知，缓冲电容若选取过小，谐振周期过短，尖峰抑制效果不明显；若选取过大，虽然可以很好地抑制电压尖峰，但是缓冲电容充放电时间过长，将影响PPF电路正常工作模态，甚至占据整个二极管的续流过程，引起原边开关管电流尖峰过大。
实际在选取缓冲电容Cc时使谐振周期满足式(8)条件：3 实验结果为了验证无损缓冲电路的尖峰吸收过程，研制了一台1 000W的实验样机。
实验参数确定为：Vin=18V～32V，Vo=360V，n=9.5，C=33.3μF，L1=L2=320μH，C1=C2=4.7nF，C3=C4=470μF，Ts=20μs。
S1和S2为FQAl40N10；D1、D2、D3、D4采用CSD10120，D5、D6、D7采用DSE112-06。
图4(a)和图4(b)给出了在额定输入27V、输出l 000W时，不加缓冲电路和加缓冲电路时整流二极管vD1的电压波形。
从实验波形中可以看出，加缓冲电路后，vD1的电压尖峰减小了300V左右，表明缓冲电路对整流二极管的电压尖峰具有很好的抑制作用。
图4(b)中，S1关断后，在4个整流管都续流前，vD1波形有一小段突起，对应的是缓冲电容C1和C2给负载放电的过程。
图5给出了缓冲电路各器件的电压波形，波形从上往下依次是vgsl、vC1、vD7、vD5。
当任何一个开关管开通时，缓冲电容充电，抑制了关断整流管的电压尖峰；当任何一个开关管关断时，缓冲电容给负载释放能量，然后4个整流二极管均导通续流。
整流二极管和缓冲二极管上振荡周期均为和缓冲电容无关。
其中，CD为整流二极管导通时的等效结电容。
图6为该变换器在24V、27V、30V输入时对应不同输出功率的的效率分布曲线图。
其中输入电压为24V，输出功率600W时最高效率可达93.1％，27V满载1 000W时效率为92.8％。
4 结语本文研究了一种高效率高可靠性的推挽正激直流变换器。
针对整流二极管上的电压尖峰高，应用了一种无源无损的缓冲吸收电路，可以很好地抑制整流二极管上的电压尖峰。
详细地分析了该推挽正激直流变换器的工作原理，给出了缓冲电路的参数设汁，并通过研制的1kW实验样机，验证了该缓冲吸收电路良好的尖峰抑制效果，从而提高了整流二极管工作时的可靠性。
同时，实验样机也取得了高效率。
