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GSMR 射频通信接收机的设计张星，周克生（北京交通大学电子信息工程学院，北京市，100044）摘要：本文分析了一种应用于GSMR 信号的接收机方案和部分实现。
采用二次变频宽中频接收机的技术，结构明了，实用性强。
文中叙述了接收机总体方案的考虑和设计。
并结合实际硬件电路对该方案进行了分析和讨论。
关键词：二次变频宽中频 接收机 射频通信 中图法分类号：TM92 1 引言铁路GSMR 信号在实际应用中由于环境等因素的影响会受到各种不同的干扰，干扰信号过大则会影响到有用信号的有效接收。
因此有必要对干扰源进行定位，从而消除干扰。
首先需要接收机将GSMR 信号和噪声接收下来，为实现噪声源的分析和定位提供硬件支持。
而由于传输路径上的损耗和多径效应，接收机接收的信号是微弱且又变化的，并且干扰信号强度往往远大于有用信号，因此接收机的主要指标是灵敏度和选择性。
本文介绍了一种GSMR 频段的信号接收机方案，对其进行了分析并初步实现。
本文研究得到铁道部项目：‘GSMR 信号干扰源的追踪’的资助。
2 总体系统设计考虑众所周知，传统的“超外差”式无线接收机工作流程如下：微弱的高频无线电信号必须通过一级或几级的混频电路，才能去掉其它信道的干扰并获得足够的增益，最终完成解调，取出所需的信息。
为了克服“超外差”式无线接收机存在的镜像干扰和需要高Q 值滤波器等缺陷，人们提出了零中频接收机的概念。
这种被称为直接变频(Direct-Conversion)或零中频(Zero-IF)的结构存在以下优点：(1)中频频率为零，不存在镜像干扰问题；(2)信道选择在低频进行，可以很方便地利用集成电路对信号进行数字化处理。
但是零中频接收机也存在着直流偏移和低频噪声等不易消除的障碍，于是又有人提出了二次变频宽中频(Dual-Conversion with Wideband IF)接收机。
这种接收机在第一次变频时将高频信号变到一个较高的中频上，第二次变频输出则是零中频。
1 前言 (2)2 工程概况 (2)3 正文 (2)3.1零中频接收系统结构性能和特点 (3)3.2基于ADS2009对零中频接收系统设计与仿真 (3)3.3超外差接收系统结构性能和特点 (12)3.4基于ADS2009对超外差接收系统设计与仿真 (13)4 有关说明 (16)5 心得体会 (18)6 致谢 (18)7 参考文献 (19)射频是一种频谱介于75kHz-3000GHz之间的电波，当频谱范围介于20Hz-20kHz之间时，这种低频信号难以直接用天线发射，而是要利用无线电技术先经过转换，调制达到一定的高频范围，才可以借助无线电电波传播。
射频技术实质是一种借助电磁波来传播信号的无线电技术。
无线电技术应用最早从18世纪下半段开始，随着应用领域的扩大，世界已经对频谱进行了多次分段波传播。
当前，被广泛采用的频谱分段方式是由电气和电子工程师学会所规定的。
随着科学技术的不断发展，射频所含频率也不断提高。
到目前为止，经过两个多世纪的发展，射频技术也已经在众多领域的到应用。
特别是高频电路的应用。
其中在通信领域，射频识别是进步最快的重要方面。
工程概况近年来随着无线通信技术的飞速发展，无线通信系统产品越来越普及，成为当今人类信息社会发展的重要组成部分。
射频接收机位于无线通信系统的最前端，其结构和性能直接影响着整个通信系统。
优化设计结构和选择合适的制造工艺，以提高系统的性能价格比，是射频工程师追求的方向。
由于零中频接收机具有体积小、成本低和易于单片集成的特点，已成为射频接收机中极具竞争力的一种结构，在无线通信领域中受到广泛的关注。
本文在介绍超外差结构和零中频结构性能和特点的基础上，对超外差结构和零中频结构进行设计与仿真。
正文下面设计一个接收机系统，使用行为级的功能模块实现收信机的系统级仿真。
3.1零中频接收系统结构性能和特点3.1.1 零中频接收系统结构性能通过上面的介绍可知零中频接收机的本振与接收信号的载波频率相同，因此它的结构如图3.1图3-1（零中频接收机结构框图）3.1.2零中频接收系统特点零中频(Zero IF)或直接变换(Direct-Conversion)接收机具有体积小、成本低和易于单片集成的特点，正成为射频接收机中极具竞争力的一种结构。
从WiFi收发器的PCB布局看射频电路电源和接地的设计方法射频(RF)电路的电路板布局应在理解电路板结构、电源布线和接地的基本原则的基础上进行。
本文探讨了相关的基本原则，并提供了一些实用的、经过验证的电源布线、电源旁路和接地技术，可有效提高RF设计的性能指标。
考虑到实际设计中PLL杂散信号对于电源耦合、接地和滤波器元件的位置非常敏感，本文着重讨论了有关PLL杂散信号抑制的方法。
为便于说明问题，本文以MAX2827 802.11a/g收发器的PCB布局作为参考设计。
图1：星型拓扑的Vcc布线。
设计RF电路时，电源电路的设计和电路板布局常常被留到了高频信号通路的设计完成之后。
对于没有经过认真考虑的设计，电路周围的电源电压很容易产生错误的输出和噪声，这会进一步影响到RF电路的性能。
合理分配PCB的板层、采用星型拓扑的Vcc引线，并在Vcc引脚加上适当的去耦电容，将有助于改善系统的性能，获得最佳指标。
电源布线和旁路的基本原则明智的PCB板层分配便于简化后续的布线处理，对于一个四层PCB板(WLAN 中常用的电路板)，在大多数应用中用电路板的顶层放置元器件和RF引线，第二层作为系统地，电源部分放置在第三层，任何信号线都可以分布在第四层。
第二层采用连续的地平面布局对于建立阻抗受控的RF信号通路非常必要，它还便于获得尽可能短的地环路，为第一层和第三层提供高度的电气隔离，使得两层之间的耦合最小。
当然，也可以采用其它板层定义的方式(特别是在电路板具有不同的层数时)，但上述结构是经过验证的一个成功范例。
图2：不同频率下的电容阻抗变化。
大面积的电源层能够使Vcc布线变得轻松，但是，这种结构常常是引发系统性能恶化的导火索，在一个较大平面上把所有电源引线接在一起将无法避免引脚之间的噪声传输。
反之，如果使用星型拓扑则会减轻不同电源引脚之间的耦合。
图1给出了星型连接的Vcc布线方案，该图取自MAX2826 IEEE 802.11a/g收发器的评估板。
一、滤波器的分类二、滤波器的应用三、滤波器的主要指标四、滤波器的设计五、设计举例1 、按其幅度频率特性可分为LPF HPF BPF BEF2 、按处理的信号形式可分为、和等。
3 、按不同的方式有很多种不同的分法, 下面给出一个粗略的分类总图:二、滤波器的应用滤波器的应用十分广泛，归纳起来有以下几个方面：1 、分离或者合成信号、抑制干扰2 、阻抗变换和匹配3 、延迟信号三、滤波器的主要技术指标1 、中心频率f 0 ，即工作频带的中心；2 、带宽△f ，或者相对带宽W= f/ △f 0 ；3 、带内插损，即通带衰减；4 、带外抑制，即阻带衰减；5 、回波损耗，即通带内的回波损耗；6 、带内波动，即通带衰减的波动范围；7 、还有群时延、功率容量、矩形系数等，有些还有互调指标要求。
四、滤波器的设计1 、滤波器设计的两种出发点：（ 1 ）、镜象参数法它以滤波网络的内在特性为根据，特点是: 根据滤波网络的具体电路, 用分析的方法推算出变换器损耗的特性。
然后再将这些具体电路拼凑起来, 使总的衰减特性满足所需要的技术要求。
（ 2 ）、插入损耗法它根据所提出的技术要求入手推求电路。
这种方法的优点是设计准确, 而且设计是已经考虑到外接负载的影响, 无需经过多次试探的手续。
它的缺点是需要用到比较难深的网络理论。
但是只要一当把满足各种要求的母型滤波器设计出来以后, 后来的设计手续变成了简单的查表读图和应用浅近数学方法换算数据, 从实用角度来说比镜象参数法还要简单得多。
所以这种是比较常用的设计方法。
2 、滤波器设计使用的逼近函数最广泛使用的逼近函数有以下三种：最平坦型（Butterworth ）、等波纹型(Chebyshev) 和椭圆函数型。
3 、滤波器的设计步骤（ 1 ）、确定滤波器的类型和实现方式根据技术指标要求，确定滤波器的类型和实现方式，包括低通、高通、带通还是带阻的确定、使用何种逼近函数模型、具体实现形式（选择用微带线、同轴线还是用波导等实现）（ 2 ）确定滤波器的阶数n 根据技术指标要求、逼近函数模型，确定滤波器的阶数。
微波仿真论坛_微波仿真论坛_feko5.4新例⼦（25,27,28,29,30）25 喇叭馈电⼤尺⼨反射镜⽤波导管端⼝激励的圆柱喇叭被⽤于激励⼀个频率为12.5Ghz的抛物⾯反射器。
反射器与喇叭天线分离很远⽽且电尺⼨很⼤（直径为36个波长）。
模型如下图25-1。
这个模型为了阐述某些feko中为了减少⼤尺⼨模型需要的资源⽽提供的技术。
图25-1圆喇叭和抛物线反射器弄清楚如何解决和近似这个问题来减少所需资源是很重要的。
某些技术可以⽤来减少资源的需求如下：●对于⼤尺度模型运⽤快速多层多极⼦（MLFMM）代替矩量法。
运⽤快速多层多极⼦能够减少相当多的内存。
（快速多层多极⼦的求解可以参照章节25.4的求解结论。
）●物理光学法（PO）可以⽤于替代计算部分模型。
⽤PO⽅法代替MOM计算将进⼀步减⼩资源的需求。
●分解问题并且运⽤等效源。
可⾏的等效源如下：—孔点源：运⽤等效原理，在区域边界上，⽤等效的电磁场源代替这个区域。
—球模式源：远场认为是外加源。
25.1 MOM喇叭和PO反射器先前的例⼦建⽴了喇叭和盘。
喇叭使⽤MOM⽅法模拟⽽盘反射器⽤PO⽅法模拟。
●freq = 12.5e9 (⼯作频率)●lam = c0/freq (⾃由空间波长)●lam_w = 0.0293 (波导波长)●h_a = 0.51*lam (波导半径)●h_b0 = 0.65*lam (椎⼝孔底半径)●h_b = lam (椎⼝孔上⽅半径)●h_l = 3.05*lam (椎⼝孔长度)●phase_centre = -2.6821e-3 (喇叭相位中⼼)●R = 18*lam (反射器半径)● F = 25*lam (反射器焦点长度)● w_l = 2*lam w (波导管长度)建⽴喇叭步骤如下：●沿z 轴建⽴cylinder ，基本中⼼为（0，0，-w_l-h_l ），半径为h_a ，⾼度为w_l ，标记为the cylinder waveguide 。
雷达射频接收机设计
刘玉洲
(船舶重工集团公司723所,扬州225001)
摘要
射频接收机是雷达处理回波信号的前端,其性能直接影响和限制雷达整机的性能指标。
通过综合设计,能使射频前端的性能和可靠性大幅度提高,从而保证系统指标的正常发挥。
关键词
射频接收机 混频器 噪声系数\;
0 引 言
随着电子技术的发展,雷达所面临的电子环境日趋复杂,为了保证其战技的正常发挥,各种
新技术和新体制大量应用。
各种技术(如频率捷变、脉冲压缩、动目标处理、重频捷变等)相互兼
容,使综合性能得到极大的提高,但这对雷达的
各部分设计提出了更高的要求。
射频接收机是雷达处理回波信号的前端,通常由微波增益控制电路、低噪声放大电路、变频电路等组成,其性能直接限制后续电路性能的发挥,并影响雷达整机的性能指标。
其电路形式如图1所示。
图1 射频接收机组成框图
在进行射频接收机设计时,主要考虑系统的噪声系数、杂波抑制特性和线性工作范围,以及系统实现的难易程度及稳定性。
1 噪声系数
根据电路型式,系统的噪声系数模型可简化为如图2所示。
与图2相对应的系统噪声系数为:
N F =L 1+L 2+N F 1+(N F 2+L 3%1)/K P
(1)
式中:L 2为射频可控衰减器与射频放大器间的联接损耗;N F 2为混频器及其后续电路的等效噪声系数。
从雷达方程可知:R max ∝k (P/N F )1/4。
当噪声系数降低,发射功率不变时,雷达作用距离增加,威力增大;而当所需的威力保持不变时,则所
图2 噪声系数模型框图
收稿日期:20030303
第26卷第4期舰船电子对抗2003,26(4):20～23
需的发射功率降低,这不仅使雷达的功耗大幅度下降,整机可靠性提高,同时被EW 系统侦收、干扰的概率下降,雷达的生存力得以提高,所以射频前端的噪声系数作为重要指标而被重点关注。
为了保证良好的噪声系数指标,除选用高性
能的微波器件外,还可根据各部件的参数通过对系统进行综合设计,保证整体性能。
如通过对射频放大器噪声系数和输出能力综合考虑,在确保输出能力的前提下,将射频可控衰减器移至放大器之后,其噪声系数模型如图3所示。
图3 改进后的噪声系数模型框图
与图3相对应的噪声系数为:
N F =N F 1+(L 1+L 2+N F 2+L 3%1)/K P
(2)
可见,这样设计降低了射频可控衰减器等因素的
影响,可提高整个系统综合噪声系数指标。
目前射频接收机主要器(部)件的噪声特性指标如表1所示。
表1 射频接收机主要器(部)件噪声特性指标(f 0≤26GHz )
器(部)件
名称射频放大器射频可控衰减器射频滤波器混频器
高中频放大器
中频放大器噪声系数(或插入损耗)单位:dB
≤2.5
≤3.5
(可控衰量>60dB )
≤2≤5(YIG 滤波器)
6～10
(注1)
1～4(注1)
≤1
(注1:随输出电平和工作频率变化而变化)
2 变频电路设计
为了保证接收机高增益放大、高稳度工作及可实现性,需要进行频率变换,使接收机的主要放大、滤波处理在中频(100MHz 以内)进行。
雷达工作在有许多电磁辐射源的环境中,这些辐射源可能遮蔽较弱信号。
对这些干扰的抑制能力决定了接收机的性能。
干扰信号影响接收机正常工作有两种方式:一种是与信号同频的窄带干扰信号,使接收机饱和;另一种是接收机频带内的各种杂散干扰或带外的强信号,通过接收机的非线性变频,产生干扰信号迭加到接收机中频,从而降低接收机性能。
当不采取特殊措施,迭加到接收机中频上的干扰信号将严重影响接收机质量:在脉冲多卜勒雷达体制中影响距离和速度跟踪精度;在动目标雷达中影响杂波中动目标检测性能;在脉冲压缩雷达中,则使距离旁瓣升高。
对第1种干扰的敏感程
度取决于接收机的动态范围和迅速恢复能力;而对于第2种干扰的敏感程度取决于接收机对杂散信号的抑制能力,是宽带和超宽带射频接收机设计的重点之一。
宽带和超宽带是指变频雷达的射频带宽,但其信号带宽相对较窄(一般信号带宽为20MHz 以内),所以接收机干扰寄生信号抑制的设计是相对于射频带宽而言的。
为了减小寄生调制的干扰,在宽带接收机中,可采用窄带接收法和二次变频法2种方式进行。
2.1 窄带接收法
窄带接收,即设计一个通带带宽与信号带宽匹配,中心频率跟随输入信号变化而变化的滤波器,使输入到混频器的信号为与信号匹配的窄带信号,混频器输出无杂散的交叉干扰。
实现框图如图4所示。
为了提高镜像抑制性能,混频器采用镜像抑
1
2第4期刘玉洲:雷达射频接收机设计
制混频器;调谐滤波器在26GHz 内可用YIG 滤波器实现,因YIG 滤波器调谐速度较低,可采用滤波器组的形式加以适应。
采用YIG 滤波器
(组)很难满足高重频、宽频带捷变频雷达的需求,
特别在PD 雷达接收机中,采用此方案根本不现
实。
图4 窄带接收法实现框图
2.2 二次变频法
二次变频法是采用二次变频的方式,并选择合适的高中频,使频率捷变带宽内各种干扰信号变频后的低次谐波信号落在接收机通带之外,从而保证高质量的接收,其实现框图如图5所示。
混频器可等效为一个非线性电阻网络,其电流i 可用加到其两端电压的幂级数表示:
i =a 0+a 1v +a 2v 2+a 3v 3+…+a n v n
(3)
加到混频器上的电压为本振电压v 1e j ωL t 和信号电压v 2e j ωHt 之和:
v =v 1e
j ωL t
+v 2e
j ωHt
(4)
将(4)式代入(3)式,并进行指数运算得出频谱特性,图6
为混频器寄生效应图。
图5 二次变频法实现框图
寄生频率产生于幂级数模型高次项时(一般指6次项以上),其影响可以忽略不计。
当捷变带宽小于8%时,通过精心选取高中频,可保证混频后无低于7次项以下的低次谐波干扰信号进入中频放大器。
对超宽带接收机可按最佳优化的方法,分段进行宽带接收。
其实现框图如图7所示。
中频放大器的带宽对杂散的抑制是十分关键的。
带宽愈窄其选择性愈好,但通带内相位波动等指标愈难以控制,同时当Δf /f 0≤1%时,实现难度也随之加大。
必须选择合适的中频放大器带宽,保证高次谐波的抑制符合系统整体要求。
在设计变频电路时,可根据各雷达的特点,可选取不同的方案,以最简洁的方法保证混频后无低次谐波干扰,确保接收机对杂散信号的抑制,实现高质量的接收。
3 射频接收机动态范围设计
在设计射频接收机时,电路必须具有足够的动态范围,才不致因信号饱和而使系统产生非线性失真。
为保证电路的动态范围,可以通过选择输出能力强的器件,以保证瞬时动态范围;同时还可以采用AG C 、IAG C 、MG C 、STC 等电路实现增益控制,以保证系统的动态范围。
可根据各级电路最大输出能力和电路的最大输出信号幅度,决定增益控制电路的接入位置。
增益控制电路愈接近输出,插入损耗影响愈小,系统愈稳定性,实现愈容易,所以在设计时,增益控制电路应尽量在低频段实现。
目前射频接收机主要器(部)件的最大输出能力如表2所示。
22舰船电子对抗 第26卷
图6
混频器寄生效应图
图7 超宽带接收机二次变频法实现框图
表2 主要器(部)件的最大输出能力
器(部)件
名称
射频放大器
混频器
高中频放大器中频放大器
P O MAX
(-1dB 压缩点)
(dBm )
10
1～15(变频损耗6～10dB )6～20
(噪声系数1～4dB )
20
4 结束语
由于性能优异的微波器(部)件的大量出现,同时MMIC 、微波电路的微组装技术快速发展,为高性能雷达射频接收机的实现提供了坚实的基础。
通过综合设计,将使射频接收机的性能和可靠性大幅度提高,从而保证系统指标的正常发挥。
参考文献
1 斯科尔尼克.雷达手册.北京:国防工业出版社,19782 茅于海.捷变频雷达.北京:国防工业出版社,19813 丁鹭飞.雷达原理.西安:西安电子科技大学出版社,
1995
4 张光义.相控阵雷达系统.北京:国防工业出版社,2000
3
2第4期刘玉洲:雷达射频接收机设计。
