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北大数字通信课件：9-- 18 信道均衡

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信道均衡PPT课件

信道均衡PPT课件

定
设 计 均 衡 器 依 据 的 准 则
2N+1阶横向均衡器, 输入x(t), 输出y(t)
x(t)
来自接收滤波器 Ts
Ts
Ts
Ts
C－N
(a) x(t)
x－2
x0
x1
x－1
x2
(b)
最小峰值误差准则 最小均方误差准则
Ts
Ts
CN－2
CN－1
CN 去判决电路
y(t)
y(t)
y1
y－1
y0
(c)
迫
零
x0
算
法
x
2
N
x2 N
c N
0
c0
1
x0
cN
0
这里用x代替了信道响应h，因为x为信道的冲击响应， 实际系统中一般都这样处理
迫 零 算 法 的 特 点
特点1：需要预先知道无线信道的特性，而且 不可用于均衡信道特性变化的无线通信系统。
特点2：计算过程中需要求矩阵的逆，这使得 迫零算法在设计阶数较大的均衡器时速度较慢。
st*ht*ct nt *ct
t
均 衡 器 的 基 本 结 构
均衡器的基本结构为横向滤波器结构
延迟单元
输入
L TS L TS
TS L TS L
c-i
c-1
c0
c-1
ci
抽头
系数 输出
均衡器的冲激响应为
c(t) Cn(tnTs)
n
C()
CejnTs n
n
Cn2 Ts
/Ts C(
/Ts
无线通信系统中的信道均衡
1
均衡的目的：消除码间干扰

自适应均衡技术ppt课件

自适应均衡技术ppt课件

均衡与自适应均衡
调滤波器的频率特性来弥补实际信道的幅频 特性和群延时特性，使包括均衡器在内的整 个系统的总频率特性满足无码间干扰传输条 件。时域均衡是直接从时间响应角度考虑， 使包括均衡器在内的整个传输系统的冲激响 应满足无码间干扰条件。频域均衡满足奈奎 斯特整形定理的要求，仅在判决点满足无码 间干扰的条件相对宽松一些。所以，在数字 通信中一般采用时域均衡。时域均衡器可以 分两大类：线性均衡器和非线性均衡器。
LMS算法其优点是结构简单，算法复杂度低， 易于实现，稳定性高，便于硬件实现，但是这 种算法收敛速度慢，对快速变化的信号不适合。
RLS算法是基于最小二乘准则的精确方法，它 的收敛速度快，稳定性强， 因此常被应用于 实时系统识别和快速启动的信道均衡。
自适应均衡技术的发展综述
递归RLS 或Kalman 滤波算法由Picinbono 在1978 年推导出的，70 年代～80 年代，世界上许多学 者专家从各个不同角度分别对RLS 算法进行了改 进和完善。与此同时，另外一类自适应均衡算 法——盲均衡技术也受到关注，盲均衡的最初研 究成果由Sato 在1975 年提出并应用到PAM 通信 系统中，随后Godard 等人将这种算法推广应用 到二维以及多维信号星座上。
目录
均衡与自适应均衡 自适应均衡技术的发展综述 为什么需要自适应均衡滤波器？
均衡与自适应均衡
在通信原理中我们学习过均衡技术，由于 信道特性的不理性等因素的影响，实际数字基 带系统的输出在抽样时刻上，或多或少会存在 一定的码间干扰。理论和实际均表明，在数字 基带系统输出端加入一种可调（或者不可调） 的滤波器，可以减小码间干扰的影响。这种起 补偿作用的滤波器统称为均衡器。 均衡器可分 为时域均衡器（TDE）和频域均衡器（FDE）两 大类。频域均衡是利用可

数字通信入门 PPT

数字通信入门 PPT

铺设。缺点是强度稍差,精确连接 算机网络的干线
两根光纤比较困难
无
使用微波、红外线、激光等,建设 广播,电视,移动通信
线 自由空间 费用低,抗灾能力强,容量大,无线 系统,计算机无线局
通
接入使得通信更加方便、但易被 域网
信
窃听、易受干扰
双绞线和同轴电缆
• 原理:利用电流(电压)传输信息
无屏蔽双绞线
• 双绞线分类
中国移动 中国电信 中国联通
TD-SCDMA (G3), 自主知识产权(157、187、188、147) CDMA2000 (天翼), (180、189) W-CDMA (沃-WO)(185、186)
3G的优点: (1)提供高质量的语音通信、数据通信和高分辨率图像通信 (2)提供足够的系统容量,具有高保密性和优质的服务
• 交换技术(电路交换;分组交换) – 动态分配信道资源,提高传输效率和质量
• 数字编码和数据压缩技术
数字信号如何传输？
• 近距离传输:直截了当(基带)传输
– 例如:USB移动硬盘 －>主机 ;以太网数据传输
• 远距离传输:载波传输
– 例如:数字有线电视;手机;ADSL上网
• 什么是载波？
– 研究发现,高频振荡的正弦波信号在长距离通信中能够比其他信 号传送得更远。因此若把高频振荡的正弦波信号作为携带信息 的载波,把数字信号放在(调制在)载波上传输,则可比直截了当传 输的距离远得多
• 降低成本采纳的技术——多路复用技术(Multiplexing) – 多路信号使用同一条传输线同时进行传输
• 方法: – 频分多路复用(FDM) – 时分多路复用(TDM) – 波分多路复用(WDM)
频分多路复用(Frequency Division Multiplexing, FDM)

《数字通信第三章》PPT课件讲课稿

《数字通信第三章》PPT课件讲课稿
《数字通信第三章》PPT 课件
第3章脉冲编码调制
3.1 脉冲编码调制（PCM）的基本概念
用数字通信系统来传输消息信号具有很多优点，但实 际中由信源设备直接产生的原始信号大多数都是模拟信号， 要想实现数字化传输和交换，首先就要将模拟信号数字化。 在发送端数字化的过程是先将模拟信号抽样，使它成为一 系列在时间上离散的抽样值，然后再将这些样值进行量化 使其在取值上也离散，最后再进行二进制编码，形成数字 信号；在接收端进行相反的变换，把接收到的数字信号还 原成模拟信号。将模拟信号的抽样量化值变换成二进制代 码的过程，就称为脉冲编码调制（PCM）。
第3章脉冲编码调制 在实际中，人们利用压扩技术实现非均匀量化，其原理
如图3-7所示。在进行均匀量化之前，先对信号进行压扩处理， 对大信号进行压缩，对小信号进行放大。由于小信号的幅度 得到较大的放大，从而使小信号的信噪比得到较大改善，这 一处理过程通常称为压缩量化，它是由压缩器完成的。在整 个压扩过程中，PAM信号先经过压缩器压缩，再进行均匀量 化，经过编码后送入信道传输。在接收端为将解码后的PAM 信号恢复为原始信号还须进行扩张处理，扩张特性与压缩特 性相反，从图3-7的（b）图中可以看出，压缩和扩张的特性 曲线是相同的，只是输入和输出坐标互换而已。整个过程实 际上是在编码之前先把信号的动态范围压缩，然后在译码之 后再把信号的动态范围扩张。
Sq 10lgN220nlg26n（dB） （3-5） Nq
这表明，每增加一位编码，量化信噪比大约可以增 加6 dB。
第3章脉冲编码调制
均匀量化的量化信噪比与编码的位数有关，编码位数越 高，输出信噪比就越高。为了保证有足够的量化信噪比，在 均匀量化中就必须靠增加量化级数的方法来实现。例如，话 音信号要求在信号动态范围大于40dB的情况下，量化信噪比 不能低于26dB。由式（3-5）可以算出，此时n≥11。也就是 说，每个样值至少需要编11位二进制码。这一方面使设备的 复杂性增加，另一方面又使二进制码的传输速率过高，占用 频带过宽。而在大信号时信噪比又显得过分地大，造成不必 要的浪费。这就使得我们必须找到一种既能满足量化信噪比 及动态范围指标，同时编码的位数要求又比较少的量化系统， 这就是非均匀量化系统。

信道均衡器

信道均衡器

FIR::Finite Impulse Response 有限冲激响应信道估计和均衡基本概念传输层组成信道均衡是宽带系统区别与窄带系统的一个明显特征信道均衡的原因•地面无线广播传输信道中(主要是VHF和UHF频段)是一个复杂的时变频率选择性衰落信道多径干扰（100us对应30公里）多普勒效应（100Hz)•均衡器产生与信道多径相反的特性，抵消信道的时变多径传播特性引起的码间干扰•信道是时变的，要求均衡器的特性能够自动适应信道的变化而均衡，故称自适应均衡。

•信道估计: 估计信道函数的过程•信道均衡: 使用得到的信道估计来补偿信道的过程均衡器的分类•均衡处理方法时域均衡器：单载波数字通信中多采用时域均衡器，从时域的冲激响应考虑正交频分复用OFDM调制：采用频域均衡•是否使用训练序列或导频DA（数据辅助）DD（判决指向）NDA（盲均衡）：需要在接收到足够多的数据情况下才能得到一个可靠的估计导频或训练序列的插入地面数字电视一般使用DA方式信道估计和均衡•多径衰落信道可以看成是在时间和频率上的一个二维信号•训练序列时域的间隔取决于信道的相关时间•训练序列频域的间隔取决于相关带宽•训练序列对信道在时-频空间的不同点上进行采样，利用采样插值即可得到整个信道的频率响应值时域均衡器•均衡器的输出是否用于反馈控制线性均衡器：输出未被用于反馈控制非线性均衡器：输出用于反馈，如判决反馈均衡器（DFE－decision Feedback Equalizer）•线性均衡器如何求解线性均衡器系数Cj ?•常用的优化均衡器系数的准则迫零准则: 信道逆滤波器均衡技术带均衡器的数字通信系统的等效模型理论和实践证明，在数字通信系统中插入一种可调滤波器可以校正和补偿系统特性，减少码间干扰的影响。

这种起补偿作用的滤波器称为均衡器。

均衡技术-基本原理均衡器通常是用滤波器来实现的，使用滤波器来补偿失真的脉冲，判决器得到的解调输出样本，是经过均衡器修正过的或者清除了码间干扰之后的样本。

均衡技术PPT

均衡技术PPT
数，并计算均衡前后的峰值失真。
均衡技术
4.3 均衡准则与实现
例：设计一个具有3个抽头的迫零均衡器，以减小码间串扰。已知x-2 = 0 ，x-1 = 0.1，x0 = 1， x1 = -0.2 ，x2 = 0.1，求3个抽头的系
数，并计算均衡前后的峰值失真。
均衡技术
4.3 均衡准则与实现
由上例可见，3抽头均衡器可以使两侧各有一个零点，但在远离y0的一些抽样 点上仍会有码间串扰。这就是说抽头有限时，总不能完全消除码间串扰，但适 当增加抽头数可以将码间串扰减小到相当小的程度。
均衡准则与实现1最小峰值失真准则下的迫零算法均衡准则与实现均衡准则与实现均衡准则与实现发展前景在信息日益膨胀的数字化信息化时代通信系统担负了重大的任务这要求数字通信系统向着高速率高可靠性的方向发展
无线通信技术
翟旭平 zhaixp@
2012-5-9
信道均衡技术
均衡技术概述 时域均衡技术
频域均衡技术
通信与信息工程学院
均衡技术
4.1 均衡技术概述
均衡的概念 • 均衡的对象是什么？
信道的传输特性。
• 均衡的目的是什么(或者说为什么需要均衡)？
信道的传输特性由于各种原因不满足无码间串扰条件。符 号间干扰是无线信道中传输高速率数据时的主要障碍，均衡是克服符 号间干扰的一种技术。
• 均衡的实现原理是怎样的？
均衡技术
4.2 均衡技术原理
由此例可见: • 除y0外，均衡使y-1及y1为零，但y-2及y2不为零。这说明，利用有限长的横向
滤波器减小码间串扰是可能的，但完全消除是不可能的。 • 那么，如何确定和调整抽头系数，获得最佳的均衡效果呢？这就是下面要
讨论的内容。
均衡技术

基带系统中信道均衡的实现

基带系统中信道均衡的实现
பைடு நூலகம்
判决反馈均衡器
判决反馈均衡器是一种基带系统中的信道均衡实 现方法，通过比较接收信号与参考信号的差异来 调整传输信号的相位和幅度。
判决反馈均衡器采用前馈和反馈两个部分来处理 接收信号，其中前馈部分用于消除已调信号中的 多径干扰，反馈部分则用于消除符号间干扰。
判决反馈均衡器在基带系统中具有较好的 性能表现，尤其在多径干扰和符号间干扰 较为严重的通信信道中，能够显著提高信 号的传输质量和可靠性。
信道均衡技术将与信号处理、无线 通信等领域的技术融合发展
添加标题
添加标题
添加标题
添加标题
人工智能和机器学习在信道均衡技 术中的应用将逐渐普及
信道均衡技术将面临更多的挑战和 机遇，如频谱资源紧张、通信环境 复杂等
THANK YOU
汇报人：XX
信道均衡的概念
信道均衡的定义：在通信系统中，信道均衡是指通过技术手段补偿信道对信号的畸变， 使接收端能够正确解调信号的一种方法。
信道均衡的原理：信道均衡器通过调整信号的幅度和相位，抵消信道对信号造成的畸变， 从而使接收端能够接收到正确的信号。
信道均衡的意义：信道均衡对于提高通信系统的性能具有重要意义，它可以减小信号失 真、降低误码率，提高通信质量。
基带系统的组成
信源编码器：将原 始信号转换为适合 传输的数字信号
调制器：将数字信 号转换为适合传输 的调制信号
信道编码器：增加 数字信号的冗余度 ，提高传输可靠性
数字滤波器：调整 信号的频谱，减少 干扰和噪声
基带系统的功能
信号调制与解调
信号压缩与解压缩
信号加密与解密
信号传输与接收
信道均衡的原理
误码率测试方法：通过在接收端比较发送端和接收端的信号，统计并计算出误码率。

北大数字通信课件：9-- 18 信道均衡

北大数字通信课件：9-- 18 信道均衡

均方误差为 2 E ek2 ，以最小均方误差 为准则时，LMS自适应均衡器应调整它的
各抽头系数，使其满足
最
2 0, n 1, 2, , N
小
Cn
LMS自适应均衡器的自适应过程的实际目
均
的就是要寻求 C* CN
C0
CN T
方
自适应过程满足最陡下降法，即下一个权 矢量 Ck1等于现在的权矢量 Ck 加一个正比
Cn

Ts
2
/Ts /Ts
i
Ts
e jnTs d
H



2
Ts
i

定
均 衡
Cn

Ts
2
/Ts /Ts
i
Ts
e jnTs d
H



2
Ts
i

器
给定一个无线通信系统特性 H()就可唯一
系 数
地确定 C()，于是就找到消除码间干扰的 无限多的均衡器抽头系数 Ci (i 0, 1, 2, ) 。 然而，使横向滤波器的抽头无限多是不现
H ( ) GT ()HT ()GR ()
所以，可以将发送/接收滤波器的非理想响应以及采样 时刻的误差导致的码间干扰都算作等效通道
均衡器要对整个通道响应进行均衡
准则一： 最小峰值误差准则
依据最小峰值误差准则产生了 迫零算法均衡器
迫 零 算
均衡器输入峰值误差 均衡器输出峰值误差
1
算
于梯度 k的负值的变化量。
Ck1 Ck k , n 1, 2, , N
法
梯度 k 的求法
最

第2章信道均衡技术2014.

第2章信道均衡技术2014.
衡效果越来越好 • 如果迫零均衡器抽头系数存在较大值，可能导致均衡过程放大噪
声，导致性能下降。
迫零算法实现——预置式自动均衡器
• 输入端每隔一段时间（取决于信道变化）送入一个来自发送端的测试单脉冲，该 脉冲每个Ts时间依次输入均衡器，均衡器输出yk(k=-N,-N+1,…,N-1,N)共2N+1个。 根据迫零原理，如果yk为正极性，抽头系数下调1个增量；如果yk为负极性，抽头 系数上调1个增量。对每个yk都做极性判决，将获得的极性脉冲送至控制电路。控 制电路在规定时刻将极性脉冲分别作用于对应抽头，使抽头系数做增/减调整。
进行补偿，即在接收端利用均衡器产生与信道传输特性相反的效应。
第二章 信道均衡技术
• ISI产生的原因（从时域角度看）： ➢ 信道带限：发射信号通过无线信道传输，由于信道带限，等效于通过
了一个滤波器，导致发射信号(矩形脉冲的频谱是无限宽的)部分频谱 分量被滤除，导致信号时域扩展(拖尾)。相邻码元波形原本没有重叠， 但由于时域扩展产生的拖尾，导致前面码元波形延伸到后面码元波形 中。 ➢ 多径效应：同一码元波形通过不同路径传播，不同多径分量到达接收 端的时间不同，如果时延扩展超过了码元宽度，意味着前面码元的一 部分多径分量会叠加在后面码元中。 ➢ 从频域角度看，由于信道带限和多径效应均导致时延扩展，因此ISI 在频域表现为频率选择性衰落
• 由于逆滤波器截断 y(n)dˆ(n)v(n)
•
卷积噪声
v(n ) w i(n )r(ni),w i0 iN
i
基于梯度下降算法的盲均衡
• 自适应均衡器采用横向滤波器结构，依据LMS算法。横向滤波器抽头 系数迭代更新公式
w ˆi(n)w ˆi(n1)y(n)e(n),

数字通信系统概述ppt课件

数字通信系统概述ppt课件

[
f1(t)
f
2
(t
)]tt
3 2
[
f1(t)
f2
(t
)]tt
0 3
0
(3.2.3)
《现代通信系统》
第3章 数字通信系统概述
如第2章PCM脉冲编码技术所述,由抽样定理把每 路话音信号按8000次/s抽样,对每个样值编8位码,那么第 一个样值到第二个样值出现的时间,即1/8000s(=125μs), 称为抽样周期T(=125μs)。在这个T时间内可间插许多 路信号直至n路,这就是时间的可分性(离散性),就能实现 许多路信号在T时间内的传输。其多路通信模型如图 3.5所示。
帧同 步 码发 生器
发端 定时
1
汇总
码型 变换
2
n
… …
低 通 D/A (收)
n
2
1
分离
码型 反变 换
再生
信令 码 数据 信号
帧同 步 码检 出
收端 定时
发
四线 信道
收
图3.8 PCM30/32路系统方框图 《现代通信系统》
第3章 数字通信系统概述
3.3.2 准同步数字复接(PDH)系列帧结构(以PCM30/32 路为基础)
t3
t4
t5
t1 j(t)
t2
t3
t
t4
t5
图3.3 脉冲抖动的意义
《现代通信系统》
第3章 数字通信系统概述
2) 抖动容限一般是用峰—峰抖动Jp-p来描述的。它是指 某个特定的抖动比特的时间位置相对于该比特抖动时 的时间位置的最大部分偏离。
《现代通信系统》
第3章 数字通信系统概述
3.2 数字复接技术

数字电视国家标准的信道均衡技术

数字电视国家标准的信道均衡技术
国家数字电视地面广播 的信道估计和均衡
内容摘要
详细讨论了我国数字电视传输标准和现今世 界最主要的三大数字电视传输标准的异同。
介绍我国数字电视传输标准的帧结构即各项 指标。
介绍针对我国数字电视传输标准的信道估计 和均衡方法。
给出仿真图，观察其信道估计性能。
引言
移动数字电视的相关技术及应用
滤波、
D/A 变换
IF变换、 IF滤波
图2 DMB-T系统发射端结构框图
图3 传输系统的帧结构
系统的物理信道是周期的， 并且可以和绝对时间同步， 从而可使接收机在需要的时候才开机。 这意味着接收机可以设计成只有接收 所需信息时才进入接收状态， 从而达到省电的目的。
GB20600-2006的技术特性
日本的ISDB-T标准 6MHz、7MHz、8MHz MPEG-2视频编码 HDTV1920×1080 16∶9 SDTV720×576 4∶3 MPEG-2层Ⅲ，AAC 音频编码 MPEG-2系统TS码流 15位PRBS RS码(204，188，T＝8) 12 RS块交织 卷积编码 卷积交织 OFDM调制 3.68～23.42Mb/s(5.6MHz) 2K、4K、8K 19dB 分频段OFDM传输方案 克服多径干扰能力强
能满足HDTV的要求。同时可以用于数据通信，其传输协议支持单频网
gn (t)
N k 1
ak
(t
)
sinc(
k
T
n)
a N
k 1 k
(t)

(k,
n)
地面电视广播信道
地面电视广播通常采用VHF/UHF频段。这个频段的电波穿越城 市建筑群或地形复杂的地区时会因散射和反射而形成直射波和反射波 的合成。因此地面电视传播属于多径传播。多径时延差一般为－ 2us～＋24us，相对幅度较强的通常只有2～3条径。散射路径时延为 －2us～＋4us的回波强度一般低于－6dB；时延＋4us～＋24us的一 般低于－12dB。
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LMS自适应均衡器可以有两种模 式：训练模式和面向判决模式。
最 小 均 方 算 法
最 小 均 方 算 法
训练模式：发送一串已知的训练序列 ， 然后ak进 行训练模式下的LMS自适应均衡， 步骤如下
yk xkN
xk
xkN Ck
ek ak yk
Ck1 Ck ek xkN
xk
x T kN
算
多径信道经过有限阶迫零均衡器均
法
衡后，码间干扰可以得到一定的抑 制，而且迫零均衡器的阶数越高，
存
均衡后的码间干扰就越小；但只有
当迫零均衡器的阶数为无穷时，码
在
间干扰才能完全消除，在无噪声时
的
才能实现零误码率传输。
问
题
特点4的解释
H(f)
C(f)
X
H(f) =
C(f)与H(f)成倒数关系
为进行均衡，时间上对接收信 号进行了频域的倒数操作
问 题
当接收信号有噪声时，在该频 点上的噪声也相应被放大或缩 小
所
当C(f)值相当大时，噪声被放大
在
相应倍数，导致噪声的加大
准则二： 最小均方误差准则
最
依据最小均方误差准则产生了最小均
小
方（LMS, Least Mean Square)算法均衡 器。
均 方
均方误差的定义为
2
1 y02
yk2
Vn
xn a n
公共误差信号
en an CnTVn
判决反馈均衡的 LMS 算法表示如下
c(1) n1
c (1) n
1en
Xn
c(2) n1
c(2) n
2en
an
判决反馈均衡器对于严重的符号间干扰 有较好的性能
新概念：
预信道均衡：pre-channel equalization ，在发送端完成
无线通信系统中的信道均衡
1
均衡的目的：消除码间干扰
均
衡 器 码间干扰的成因
的
产
无线通信系统中，多径传输效应 是引起码间干扰的一个主要因素
生
接收时的抽样时刻不能完全对准
发送间隔是产生码间干扰的原因
之二
抽样时刻不能完全对准
• 当系统不存在采样时刻偏差时，符号间干扰 为0 • 当采样时刻偏差不为 0，符号间干扰存在 • 符号间干扰信号为加性干扰，影响系统误码 率
k
k 0
算
常用的LMS算法是自适应的。自适应 均衡算法不再利用专门的单脉冲波形，
法
而是在传输数据期间借助信号本身来 自动均衡，因此相应的均方误差定义
也稍有改变。
设发送序列为ak，均衡器抽头系数
为 Cn,i N N ，序列通过无线通信系
最
统（未经过均衡器）后输出序列 xk ，通 过均衡器后输出序列 yk 。
发射端对可能导致多径传输的信 号进行均衡
OFDM 通道响应估计及均衡
均 衡 的 基 本 原 理
实际无线通信系统信道模型（频域）
发送 传输 滤波器 信道
接收 滤波器
均衡器
GT () HT ()
GR ( )
抽样 电路
C()
判决 电路
n(t)
未加均衡器时的传输函数（扩展的通道模型）
H ( ) GT ()HT ()GR ()
所以，可以将发送/接收滤波器的非理想响应以及采样 时刻的误差导致的码间干扰都算作等效通道
面向判决模式：当训练序列均衡结束后， LMS自适应均衡器转向面向判决模式，进 行新的LMS自适应均衡，步骤如下
yk xk N
xk
xk N Ck
对yk 进行判决，得到ak的判决值aˆk
ek aˆk yk
Ck 1 Ck ek xk N
xk
x T kN
最 信道特性在做缓慢变化，仍
小
根据奈奎斯特（Nyquist）第一准则
均
只有当 H() 满足
衡
i
H
2
Ts
i
TS
| |
Ts
器
才可消除码间干扰
系
i
H
2
Ts
i
i
H
2
Ts
i
C
2
Ts
i
数
如果 C( 2 i / Ts ) 对不同的i有相同的函数形式，
的
即C()是以 2 / Ts为周期的周期函数，则只要C() 在( / Ts , / Ts )内满足下式即可消除码间干扰。
2E ek
ek Cn
小
2E
ek
yk Cn
2E ek xkn , n
1, 2,
,N
均
方
在实际LMS自适应过程中可将Eek xkn
用 ek xkn 替换。递推关系变为
算
法
Ck1 Ck ek xkn , n 1, 2, , N
关于步长的选择
•增大 (步长系数)step-size parameter ,加快 均衡的跟踪能力 。 •较大 （step-size parameter）导致无法接 受的过大的 均方误差 •在跟踪速度和减小均方误差之间折衷
定
设 计 均 衡 器 依 据 的 准 则
2N+1阶横向均衡器, 输入x(t), 输出y(t)
x(t)
来自 接收滤波 器
Ts
Ts
Ts
Ts
C－N
(a) x(t)
x－2
x0
x1
x－1
x2
(b)
最小峰值误差准则
最小均方误差准则
Ts
Ts
CN－2
CN－1
CN 去判 决电路
y(t)
y(t)
y1
y－1
y0
(c)
式
判决反馈均衡器
判
基带信道的冲击响应的抽样序列为 {hn} 输入序列{ xn } 经过信道的响应在没有噪
决
声的条件下，表示为离散卷积和
反
馈
y n
hk xnk
k
均 衡
h x 0 n + + hk xnk
hk xnk
k 0
k 0
cn : 前馈和反馈系数
c n
ccn(n(12))
c (1) n
实现方法
时域：设通道响应为h(t)，均衡器 响应为c(t)，则h(t)*c(t)=(t)， （注意这里是卷积）
频域：设通道响应为H(f)，均衡 器响应为C(f)，则H(f)C(f)=A， （注意这里是乘积）
均
码间干扰导致信号时域响应和
衡
频域响应的畸变
器
均衡器的分类
均衡器
研
时域均衡器
频域均衡器
前馈系数部分
c (2) n
反馈系数部分
xn Feedforward
+
^
section. wn(1)
-
Decision device
Feedback
^
section. wn(2)
Figure 7.28 Block diagram of decision-feedback equalizer.
v n 联合输入信号
均衡器要对整个通道响应进行均衡
准则一： 最小峰值误差准则
依据最小峰值误差准则产生了 迫零算法均衡器
迫 零 算
均衡器输入峰值误差 均衡器输出峰值误差
1
D0
x0
|
k
xk
|
k 0
D
1 y0
|
k
yk
|
k 0
当输入峰值误差 D0 1 时，输出峰值误差的极小
法
值出现在
y0
yk
1 0,
时 ，据此可求出迫
hT (t) ct (t)
或 hT (n) cn (n)
写成矩阵展开形式
h0
h2
N
写成频域形式
h2
N
c
N
0
c0
1
h0
cN
0
HT ()C 1
设发射冲激响应时，均衡器的输入端得
到的信号序列为 xk，k , ,，均衡器
的抽头系数为 Cn，n N, , N，则迫零算 法可以表示为
然可以有效均衡 不需要计算矩阵的逆
均 不但可以均衡多径传输引起
方
的码间干扰，还可以均衡加
算 法
性噪声的影响 不能完全消除码间干扰
的
特
点
最
小
均
方
算
法
的
仿
BPSK信号长度： 106 ，训练序列长度：1000
真
多径信道冲激响应系数
性
h0 h1 h2 h3 0.53 0.27 0.13 0.07
能
i
Ts
e jnTs d
H
2
Ts
i
器
给定一个无线通信系统特性 H()就可唯一
系 数
地确定 C()，于是就找到消除码间干扰的 无限多的均衡器抽头系数 Ci (i 0, 1, 2, ) 。 然而，使横向滤波器的抽头无限多是不现
的
实的，而当采用有限抽头数的横向滤波器 时，码间干扰就不可能完全消除。
确 那么，此时的均衡效果如何去衡量呢？
小 均
yk与 xk满足
N
yk
Cn xk n
nN
方
自适应均衡的误差定义为 ek ak yk
算
自适应均衡的均方误差定义为 2 E ek2
法
注意：这里的发送序列为已知序列
均方误差为 2 E ek2 ，以最小均方误差 为准则时，LMS自适应均衡器应调整它的
各抽头系数，使其满足