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序言一．扩展频谱技术概述概念：所谓扩展频谱技术一般是指用比信号带宽宽得多的频带宽度来传输信息的技术。
一种典型的扩展频谱系统如图0-1所示：图0-1 典型扩展频谱系统框图它主要由原始信息，信源编译码，信道编译码（差错控制），载波调制与解调，扩频调制与解扩频和信道六大部分组成。
信源编码的目的是去掉信息的冗余度，压缩信源的数码率，提高信道的传输效率。
差错控制的目的是增加信息在信道传输中的冗余度，使其具有检错或纠错能力，提高信道传输质量。
调制部分是为使经信道编码后的符号能在适当的频段传输，如微波频段，短波频段等。
扩频调制和解扩是为了某种目的而进行的信号频谱展宽和还原技术。
框图中各点信号的时域和频域特性如图0-2所示。
与传统通信系统不同的是，在信道中传输的是一个宽带的低谱密度的信号。
为什麽要进行扩频？这是因为它具有一些独特的优点。
特点：1)抗干扰能力强，特别是抗窄带干扰能力。
2)可检性抵，(LPI---Low Probability of Intercept)，不容易被侦破。
3)具有多址能力，易于实现码分多址（CDMA）技术。
4)可抗多径干扰。
5)可抗频率选择性衰落。
6)频谱利用率高，容量大（可有效利用纠错技术、正交波形编码技术、话音激活技术等）。
7)具有测距能力。
8)技术复杂。
应用：基于以上这些特点，扩频技术首先应用于军事通信，现在也开始民用和商用。
1)卫星通信（多址，抗干扰，便于保密，降低平均功率谱密度）2)移动通信（多址，抗干扰，便于保密，抗多径，提高频谱利用率）3)无线本地环路4)GPS（选址，抗干扰，保密，测距）5)测试仪，干扰仪测时延，无码测试仪`````主要缺点：技术复杂，但是随着数字处理技术的发展，集成工艺进步，使扩频系统的实现变的简单，只需对扩展技术有一般的了解就可以从事扩频系统的设计工作。
因此，扩频技术在这些年发展非常迅速，由军用到民用，商用，范围很广。
理论基础：扩展频谱技术的理论基础是信息论中的香农定理[1]其中C------信道容量（比特/秒） N-----噪声功率 W----带宽（赫兹） S ---------信号功率当S/N 很小时（≤0.1）得到：在无差错传输的信息速率C 不变时，如N/S 很大，则必须使用足够大的带宽W 来传输信号。
扩频通信一、简介扩频通信是一种通过同时传输多个频带信号以提高通信效率和抗干扰能力的通信技术。
扩频通信技术在军事通信、卫星通信、移动通信等领域得到广泛应用。
本文将介绍扩频通信的原理、应用和发展趋势。
二、扩频通信原理扩频通信利用码分多址技术，通过同时使用多个频带信号的方式来传输信息。
在发送端，数据会被编码成高频率的扩频码序列，然后与载波信号相乘，形成一个带有更宽频率的信号。
接收端利用相同的扩频码序列进行解码，将多个频带信号分离出来还原成原始数据。
这种方法可以提高数据传输速率和保护通信安全。
三、扩频通信应用1.军事通信：扩频通信技术可以有效保护通信数据的安全性，提高抗干扰能力，广泛应用于军事通信系统中。
2.卫星通信：卫星通信需要长距离传输数据，扩频通信技术可以提高通信质量和覆盖范围，是卫星通信的重要技术支持。
3.移动通信：3G、4G、5G等移动通信标准中都采用了扩频通信技术，以提高数据传输速率、提高通话质量和减少信号干扰。
四、扩频通信发展趋势1.多载波扩频技术：通过同时使用多个载波信号，提高通信吞吐量和频谱利用率。
2.混合码扩频技术：结合不同类型的扩频码序列，进一步提高通信系统的性能和安全性。
3.飞跃式发展：未来扩频通信技术将朝着更高速率、更低功耗和更广覆盖等方向发展，为5G、IoT和智能网联汽车等新兴应用提供支持。
五、总结扩频通信技术作为一种高效的通信方法，已在各个领域得到广泛应用。
随着通信技术的不断进步，扩频通信将继续发挥重要作用，推动通信行业的发展。
希望本文对您对扩频通信有更深入的了解，并对其未来发展趋势有所启示。
扩频通信的理论基础1.1扩频通信的基本概念通信理论和通信技术的研究，是围绕着通信系统的有效性和可靠性这两个基本问题展开的，所以有效性和可靠性是设计和评价一个通信系统的主要性能指标。
通信系统的有效性，是指通信系统传输信息效率的高低。
这个问题是讨论怎样以最合理、最经济的方法传输最大数量的信息。
在模拟通信系统中，多路复用技术可提高系统的有效性。
显然，信道复用程度越高，系统传输信息的有效性就越好。
在数字通信系统中，由于传输的是数字信号，因此传输的有效性是用传输速率来衡量的。
通信系统的可靠性，是指通信系统可靠地传输信息。
由于信息在传输过程中受到干扰，收到的信息与发出的信息并不完全相同。
可靠性就是用来衡量收到信息与发出信息的符合程度。
因此，可靠性决定于系统抵抗干扰的性能，也就是说，通信系统的可靠性决定于通信系统的抗干扰性能。
在模拟通信系统中，传输的可靠性是用整个系统的输出信噪比来衡量的。
在数字通信系统中，传输的可靠性是用信息传输的差错率来描述的。
扩展频谱通信由于具有很强的抗干扰能力，首先在军用通信系统中得到了应用。
近年来，扩展频谱通信技术的理论和应用发展非常迅速，在民用通信系统中也得到了广泛的应用。
扩频通信是扩展频谱通信的简称。
我们知道，频谱是电信号的频域描述。
承载各种信息（如语音、图象、数据等）的信号一般都是以时域来表示的，即信息信号可表示为一个时间的函数)(t f 。
信号的时域表示式)(t f 可以用傅立叶变换得到其频域表示式)(f F 。
频域和时域的关系由式(1-1)确定：⎰∞∞--=t e t f f F ft j d )()(π2⎰∞∞-=f e f F t f ft j d )()(π2 (1-1) 函数)(t f 的傅立叶变换存在的充分条件是)(t f 满足狄里赫莱(Dirichlet)条件，或在区间(-∞，+∞)内绝对可积，即t t f d )(⎰∞∞-必须为有限值。
扩展频谱通信系统是指待传输信息信号的频谱用某个特定的扩频函数（与待传输的信息信号)(t f 无关）扩展后成为宽频带信号，然后送入信道中传输；在接收端再利用相应的技术或手段将其扩展了的频谱压缩，恢复为原来待传输信息信号的带宽，从而到达传输信息目的的通信系统。
223式中)/(202L L B N A =ρ为回路带宽内的信噪比，)/(02IF n B N A =ρ是中频带宽内的信噪比。
和基带相关跟踪回路的跟踪抖动相比较（参见(7-41)式），包络相关跟踪回路的跟踪抖动增大了，这是非相干回路中平方运算带来的结果。
跟踪抖动增大的部分和中频等效噪声带宽有关，中频等效噪声带宽越宽，跟踪抖动越大。
在以上讨论中我们作了若干简化假设。
归结起来，这些假设是：(1) 码自噪声和码时钟失配引起的噪声不予考虑。
如果要考虑的话，可以将它们模拟成连续谱归到热噪声中去。
(2) 假设在两个中频带通滤波器输出端的热噪声过程是相互独立的。
这一假设在0.1≥∆时是正确的。
对于∆＜1.0，这一假设就不完全对了。
但是可以想到，前后码重叠部分的相关噪声在鉴别器输出后通过差运算会互相抵消一部分。
(3) 假设鉴别器输出噪声是高斯噪声。
在回路滤波器带宽远小于鉴别器输出噪声带宽时，这一假设是合理的。
(4) 忽略了数据调制引起的信号和噪声交叉相乘项的影响。
这种忽略加重了噪声的影响。
如要考虑这一影响，可利用(7-66)式来计算鉴别器输出功率谱。
7.4 τ-抖动超前-滞后非相干跟踪回路全时间超前-滞后非相干跟踪回路在扩频系统中得到了广泛的应用，但它存在两中频通道必须精确平衡和电路较复杂的问题，超前、滞后通道的不平衡将引起鉴别特性的失配。
下面我们要讨论的τ-抖动超前-滞后非相干跟踪回路正是为克服上述缺点而提出的。
这种时分单相关通道跟踪回路虽然结构简单，但理论分析比较复杂。
7.4.1 τ-抖动环的组成及等效回路τ-抖动超前-滞后非相干跟踪回路原理框图见图7-11。
除了鉴别器外，这个回路同全时间跟踪回路一样。
图7-11 τ-抖动超前-滞后非相干码跟踪回路原理框图图7-11的鉴别器只有一个相关通道，通过开关信号)(t q 使这个单相关通道顺序作超前和滞后通道使用。
开关信号)(t q 是取值为±1 的频率为q f 的方波信号。
当1)(-=t q 时，扩频码产生器输出的滞后本地参考扩频码2/∆个码元的信号)2/ˆ(cdT Tt c ∆--和相关器接通，相关器作为滞后支路的相关器使用。
当1)(+=t q 时，扩频码产生器输出的超前本地参考扩频码2/∆个码元的信号224)2/ˆ(cd T T t c ∆+-和相关器接通，相关器作为超前支路的相关器使用。
开关函数)(t q 的频率q f 相对中频滤波器的中心频率IF f 低很多，对中频滤波器输出的影响可忽略。
将开关函数)(t q 分解为两个函数，其中[][])(121)()(121)(21t q t q t q t q -=+= (7-84)q 1(t )和q 2(t )参见图7-12。
图7-12 开关函数设回路的输入信号)(t r 是直接序列扩频信号)π2cos()()(2)(00ϕ+--=t f T t d T t Ac t r d d (7-85)本地参考振荡器的输出为[]0IF 0ˆ)(π2cos 2)(ϕ++=t f f t b (7-86) 信号)(t a 和)(t q 有关，其表达式为[]0IF 0)(π2cos 2Δ)(ˆ2)(ϕ'++⎥⎦⎤⎢⎣⎡+-=t f f T t q T t kc t a c d(7-87) 式中000ˆϕϕϕ-='。
这样τ-抖动超前-滞后非相干跟踪回路可等效为双通道非相干码跟踪回路，参见图7-13。
7.4.2 τ-抖动环的跟踪性能根据图7-13，在忽略噪声影响的情况下，我们可以求出τ-抖动回路鉴别器的输出误差信号)(t e 。
[][]⎭⎬⎫⎩⎨⎧⎥⎦⎤⎢⎣⎡⎪⎭⎫ ⎝⎛+-⎥⎦⎤⎢⎣⎡⎪⎭⎫ ⎝⎛-=-=c c c c T R t q T R t q A k t q t z t q t z t e 2Δ)(2Δ)()()()()(),(2122221LP 212LP 22εεε (7-88) 由于)(t q 的均值为0，)(1t q 和)(2t q 的均值分别为2/1，即21)(21)(0)(21===t q t q t q (7-89)回路滤波器的输出为-111T q 2T q 3T q 4T q q q q q225⎭⎬⎫⎩⎨⎧⎥⎦⎤⎢⎣⎡+-⎥⎦⎤⎢⎣⎡-==c c c c T R T R A k t εt v )2Δ()2Δ(21)()(2222εε (7-90) 这说明τ-抖动回路鉴别器的输出同全时间超前-滞后包络相关同步跟踪回路鉴别器的输出完全一样，它们具有相同的鉴别特性。
由于输入信号)(t r 不必通过功率分配器加入两支路，进入支路的功率值没有降低；而超前码和滞后码的相关值对回路输出的贡献分别减半，正好抵消了去掉功率分配器带来的增大信号功率的好处。
图7-13 等效双通道非相干码跟踪回路下面我们来讨论τ-抖动超前-滞后非相干跟踪回路的跟踪抖动。
和分析全时间超前-滞后包络相关同步跟踪回路输出噪声分量的方法相类似，参考(7-61)式，根据图7-13可得[][]{}⎭⎬⎫⎩⎨⎧⎥⎦⎤⎢⎣⎡⎪⎭⎫ ⎝⎛+-⎥⎦⎤⎢⎣⎡⎪⎭⎫ ⎝⎛--++-++⎭⎬⎫⎩⎨⎧⎥⎦⎤⎢⎣⎡⎪⎭⎫ ⎝⎛+-⎥⎦⎤⎢⎣⎡⎪⎭⎫ ⎝⎛-=)()(2Δ)()(2Δ)(2)()()()()()()(2Δ)(2Δ),(1122212121222222122222t q t n T R t q t n T R T t Ad k t q t n t n t q t n t n k t q T R t q T R A k t e C c c C c c d S C S C c c c c εεεεε(7-91)定义[][][])()()()()()()()()(2122112121ττττττ+=+=+=t q t q E R t q t q E R t q t q E R q q q q (7-92) )(1τq R 、)(2τq R 和)(21τq q R 的图形见图7-14。
从图7-14我们可以发现)(2/1)()(2121τττq q q q R R R -==，令)(21)()()(2121ττττq q q q q R R R R -=== (7-93)c (t226图7-14 q 1(t )和q 2(t )的相关函数由图7-14可写出)(τq R 的表达式∑Λ∞-∞=+*=k q T q kT R q )()(21)(2/τδττ (7-94)τ-抖动环路延迟锁定鉴别器输出的噪声的自相关函数为（滤波器滤除二次谐波后）⎥⎦⎤⎢⎣⎡-++=∆21)(2)0(8)()(8)()()()(4)(242424τττττεq n q n q d n n R R k R R k R R τR f A k τR bbb ε (7-95) 式中)(τb n R 、)(τd R 和)(εεf 的定义分别参见式(7-63)、(7-67)和(7-68)。
式(7-95)的傅立叶变换就是τ-抖动环路延迟锁定鉴别器输出的噪声功率谱密度函数⎥⎦⎤⎢⎣⎡-+**+**=∆)(21)(2)0(8)()()(8)()()()(4)(24424f f S R k f S f S f S k f S f S f S f A k f N q n q n n q d n b b b b δεε (7-96) 式中)(f S q 是开关函数)(1t q （或)(2t q ）的功率谱密度函数⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛--⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛-+=⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛+⎪⎪⎭⎫⎝⎛=∑∑∞-∞=∞-∞=q k k q q q T k f k f T k f fT fT f S 12π)12(241)(412/π2/πsin 41)(22δδδ (7-97)将式(7-97)代入式(7-96)中，并令)()()(f S f S f S b b n n T *=，)()(f f S d δ=，可得227⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛--⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛-+⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛--⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛-+⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛--⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛-++=∑∑∑∞-∞=∞-∞=∞-∞=∆∆q k n q T k q n k T n T k f k R k T k f S k k T k f S k f A k S k S f A k f N b b b 12π)12(2)0(412π)12(2212π)12(2)()0(2)0()()(22424224424δεεε (7-98)比较(7-66)和(7-98)可以看出，由于开关函数的作用，环路输出的噪声功率谱变复杂了，同样我们考虑环路滤波器的通带很窄的情况，(7-98)式中开关函数的3次以上的谐波分量可忽略，这样(7-98)式可近似为 ()()()()()()()()()()()()⎥⎦⎤⎢⎣⎡-+++-+++⎥⎦⎤⎢⎣⎡-+++-+++⎥⎦⎤⎢⎣⎡-+++-++++=∆H q q q q n q T q T q T q T q n q n q n q n T n f f f f f f f f R k f f S f f S f f S f f S k f f S f f S f f S f f S f A k S k S f A k f N b b b b b b 391391)0(π16391391π8391391)(π44)0(2)0()()(2242422424δδδδεεε(7-99)在中频滤波器是带宽为n B 的理想带通滤波器的条件下，参照(7-58)式的推导，可得)(f S b n 是幅度为2/0N （由于没有功率分配器，进入回路的噪声功率没有减半），单边带为n B 的矩形谱，)()()(f S f S f S b b n n T *=就是中心位于0=f ，底宽为n B 2，高为4/20n B N 的三角形。
由于τ-抖动回路和全时间回路的VCO 方程是相同的，所以回路的方程形式也应该是相同的，不同的仅是噪声的分量，因而全时间回路的电路模型同样可使用于τ-抖动回路。
采用和全时间回路相同的分析方法，将回路内的噪声折算到闭合回路的输入端，折算系数为d k /1。
通过回路的闭环传输函数求出回路输出的噪声功率就是我们要求解的环路跟踪抖动。
我们可以认为鉴别器输出端是功率谱密度等于零频率处噪声功率值的高斯白噪声，并考虑到式(7-99)中的两个单频正弦波不能通过回路的低通滤波器，将其忽略。
)(q n f f S b ±中只有落在中频滤波器通带内的分量通过中频滤波器后才能对回路的输出发生影响，参见图7-15阴影部分，通过中频滤波器的比例为)/1(n q B f -，对)3(q n f f S b ±、)(q T f f S ±和)3(q T f f S ±作同样的处理。
