集成电路设计第三章

第三章集成电路版图设计每一个电路都可以做的很完美,对应的版图也可以画的很艺术，需要的是耐心和细心，当然这需要知识，至少我这么认为。

3.1认识设计规则（design rule）什么是设计规则？根据实际工艺水平(包括光刻精度、刻蚀能力、对准容差等)和成品率要求，给出的一组同一工艺层及不同工艺层之间几何尺寸的限制，主要包括线宽、间距、覆盖、露头、凹口、面积等规则，分别给出它们的最小值，以防止掩膜图形的断裂、连接和一些不良物理效应的出现。

芯片上每个器件以及互连线都占有有限的面积。

它们的几何图形形状由电路设计者来确定。

（从图形如何精确地光刻到芯片上出发，可以确定一些对几何图形的最小尺寸限制规则，这些规则被称为设计规则）制定设计规则的目的：使芯片尺寸在尽可能小的前提下，避免线条宽度的偏差和不同层版套准偏差可能带来的问题，尽可能地提高电路制备的成品率。

设计规则中的主要内容：Design Rule通常包括相同层和不同层之间的下列规定：最小线宽 Minimum Width最小间距 Minimum Spacing最小延伸 Minimum Extension最小包围 Minimum Enclosure 最小覆盖 Minimum Overlay集成电路版图设计规则通常由集成电路生产线给出，版图设计者必须严格遵守！！！3.2模拟集成电路版图设计中遵从的法则3.2.1电容的匹配对于IC layout工程师来说正确地构造电容能够达到其它任何集成元件所不能达到的匹配程度。

下面是一些IC版图设计中电容匹配的重要规则。

1）遵循三个匹配原则：它们应该具有相同方向、相同的电容类型以及尽可能的靠近。

这些规则能够有效的减少工艺误差以确保模拟器件的功能。

2）使用单位电容来构造需要匹配的电容，所有需要匹配的电容都应该使用这些单位电容来组成，并且这些电容应该被并联，而不是串联。

3）使用正方块电容，并且四个角最好能够切成45度角。

周长变化是导致不匹配的最主要的随机因素，周长和面积的比值越小，就越容易达到高精度的匹配。

CHAPTER 3P3.1. The general approach for the first two parameters is to figure out which variables shouldremain constant, so that when you have two currents, you can divide them, and every variable but the ones you want to calculate remain. In this case, since the long-channel transistor is in saturation for all values of V GS and V DS , only one equation needs to be considered:()()2112DS N OX GS T DS W I C V V V Lμλ=-+ For the last two parameters, now that you have enough values, you can just choose oneset of numbers to compute their final values.a. The threshold voltage, V T0, can be found by choosing two sets of numbers with the same V DS ’s but with different V GS ’s. In this case, the first two values in the table can be used.()()()()()()211122222201022001121121.2 1.210000.82800.8DS N OX GS T DS DS N OX GS T DS T DS T DS T T W I C V V V L W I C V V V LV I V I V V μλμλ=-+=-+-⎛⎫-===⎪--⎝⎭ 00.35V T V ∴=b. The channel modulation parameter, λ, can be found by choosing two sets of numberswith the same V GS ’s but with different V DS ’s. In this case, the second and third values in the table can be used.()()221 1.225010.8247DS DS I I λλ+==+ -10.04V λ∴=c. The electron mobility, µn , can now be calculated by looking at any of the first three sets of numbers, but first, let’s calculate C OX .631062-31m 10μm22?.210μm1m 10 0.0351 1.610/2.210OX OX t C F cm--=⨯⨯===⨯Now calculate the mobility by using the first set of numbers.()()()()()()()()()()()()22111021262101111 1.21 1.222210002cm 348V-s 1.610(4.75)1.20.3510.04 1.21DS N OX GS T DS N OX T DS N OX GS T DS W W I C V V V C V L LA I W C V V V L μλμλμμλ-=-+=-+===⨯-+-+d. The body effect coefficient gamma, γ, can be calculated by using the last set of numbers since it is the only one that has a V SB greater than 0V.()()()()244124414411221 1.20.468VDS N OX GS T DS DS GS T N OX DS GS T T GS W I C V V V LI V V W C V LV V V V μλμλ=-+-=+-==-==12000.6VT T T T V V V V γγγ=+-====P3.2. The key to this question is to identify the transistor’s region of operation so that gatecapacitance may be assigned appropriately, and the primary capacitor that will dischargedat a rate of V It C ∂∂= by the current source may be identified. Then, because the nodes arechanging, the next region of operation must be identified. This process continues until the transistor reaches steady state behavior. Region 1:Since 0V GS V = the transistor is in the cutoff region. The gate capacitance is allocated to GB C . Since no current will flow through the transistor, all current will come from the source capacitor and the drain node remains unchanged.68-151010V V 6.67100.6671510s nsSB V I I t C C -∆⨯====⨯=∆⨯ The source capacitor will discharge until 1.1V GS T V V == when the transistor enters thesaturation region. This would require that the source node would be at 3.3 1.1 2.2V S G GS V V V =-=-=.()15961510 3.3 2.2 1.6510s 1.65ns 1010C t V I ---⨯∆=∆=-=⨯=⨯ Region 2:The transistor turns on and is in saturation. The current is provided from the capacitor atthe drain node, while the source node remains fairly constant. The capacitance at the drain node is the same as the source node so the rate of change is given by:68-151010V V 6.67100.6671510s nsSB V I I t C C -∆⨯====⨯=∆⨯ Since the transistor is now in the saturation region, GS V can be computed based on thecurrent flowing through the device.()22 1.1 1.37V 3.3 1.37 1.93VGS T GST S G GS kW I V V LV V V V V =-==+==-=-=This is where the source node settles. This means that most of the current is discharged through the transistor until the drain voltage reaches a value that puts the transistor at the edge of saturation.3.3 1.1 2.2VDS GS TD G T V V V V V V =-=-=-=If we assume that all the current comes from the transistor, and the source node remains fixed, the drain node will then discharge at a rate equal to that of the source node in the first region. Region 3:The transistor is now in the linear region the gate capacitance is distributed equally to both GS C and GD C . and both capacitors will discharge at approximately the same rate.-151510V0.28621510510nsV I A t C μ-∆===∆⨯⨯+⨯The graph is shown below.00.511.522.533.5024681012Time (ns)V o l t a g e (V )P3.3. The gate and drain are connected together so that DS GS V V = which will cause thetransistor to remain in saturation. This is a dc measurement so capacitances are not required. Connect the bulk to ground and run SPICE. P3.4. Run SPICE. P3.5. Run SPICE. P3.6. Run SPICE. P3.7. Run SPICE.P3.8. First, let’s look at the various parameters and identify how they affect V T .∙ L – Shorter lengths result in a lower threshold voltage due to DIBL. ∙ W – Narrow width can increase the threshold voltage.∙ V SB – Larger source-bulk voltages (in magnitude) result in a higher threshold voltage. ∙ V DS –Larger drain-source voltages (in magnitude) result in a lower threshold voltage due to DIBL. The transistor with the lowest threshold voltage has the shortest channel, larger width, smallest source-bulk voltage and largest drain-source voltage. This would be the first transistor listed.The transistor with the highest threshold voltage has the longest channel, smallest width,largest source-bulk voltage and smallest drain-source voltage. This would be the last transistor listed. P3.9. Run SPICE.P3.10. Run SPICE. The mobility degradation at high temperatures reduces I on and the increasemobile carriers at high temperatures increase I off . P3.11. The issues that prompted the switch from Al to Cu are resistance and electromigration.Copper wires have lower resistances and are less susceptible to electromigration problems. Copper on the other hand, reacts with the oxygen in SiO 2 and requires cladding around the wires to prevent this reaction.For low-k dielectrics, the target value future technologies is 2.High-k dielectrics are being developed as the gate-insulator material of MOSFET’s. This is because the current insulator material, SiO 2, can not be scaled any longer due to tunneling effects.P3.12. Self-aligned poly gates are fabricated by depositing oxide and poly before the source anddrain regions are implanted. Self-aligned silicides (salicides) are deposited on top of the source and drain regions using the spacers on the sides of the poly gate. P3.13. To compute the length, simply use the wire resistance equation and solve for L .LR TWRTWL ρρ==First convert the units of ρ to terms of μm. Aluminum:2.7μΩρ=cm 6Ω10μΩ⨯610μm100cm ⨯()()()0.027Ωμm1000.812963μm 2.96mm0.027RTWL ρ=====Copper:1.7μΩρ=cm 6Ω10μΩ⨯610μm100cm ⨯()()()0.017Ωμm1000.814706μm 4.71mm0.017RTWL ρ=====P3.14. Generally, the capacitance equation in terms of permittivity constants and spacing is:k C WL tε=a. 4k = ()()()()230048.8510 3.541100SiO k k C WL TL t S S Sεε-====b. 2k = ()()()()30028.8510 1.771100k k C WL TL t S SSεε-====The plots are shown below.Capacitance vs. Spacing01234567800.511.522.533.544.555.5Spacing (um)C a p a c i t a n c e (f F)。

拉扎维模拟CMOS集成电路设计第三章作业答案详解完整版教程解析1. 引言在拉扎维模拟CMOS集成电路设计第三章的作业中，涉及了多个内容，包括放大电路、反馈放大电路、功率放大电路等。

本文将对这些内容进行详细的解析和讲解，并给出相应的答案。

2. 放大电路放大电路是电子电路中非常常见且重要的一种电路结构。

在本章的作业中，我们需要设计一个放大电路，并回答一些相关问题。

2.1 放大电路设计根据作业要求，我们需要设计一个放大电路，输入信号为正弦波，放大倍数为10倍。

我们可以选择使用CMOS集成电路来实现这个放大电路。

首先，我们需要根据放大倍数和输入信号的幅度来确定CMOS放大电路的电路参数。

在设计过程中，我们需要考虑一些关键因素，包括电流源、负反馈电阻等。

其次，我们可以选择合适的电路拓扑结构，例如共源共栅放大电路、共源共漏放大电路等。

根据实际情况，我们可以选择合适的电路结构。

最后，我们需要进行电路参数的计算和电路的仿真。

通过计算和仿真，我们可以得到放大电路的性能指标，例如增益、截止频率等。

2.2 放大电路问题解答在作业中，还需要回答一些问题，例如输入电阻、输出电阻、频率响应等。

针对这些问题，我们需要根据放大电路的拓扑结构和电路参数做相应的计算和分析。

例如，输入电阻可以通过计算输入端的电流和电压之比得到；输出电阻可以通过计算输出端的电流和电压之比得到；频率响应可以通过对放大电路进行交流分析得到。

总的来说，放大电路的设计和问题解答需要综合考虑多个因素，包括电路参数、电路结构、输入信号的幅度、负载等。

需要进行一系列的计算和仿真，以得到满足要求的电路性能。

3. 反馈放大电路反馈放大电路是一种常见的电路结构，它可以通过引入反馈回路来改善电路性能，例如增益稳定性、线性度等。

在作业中，我们需要设计一个反馈放大电路，并回答一些相关问题。

3.1 反馈放大电路设计根据作业要求，我们需要设计一个反馈放大电路，输入信号为正弦波，放大倍数为20倍。

拉扎维教材第三章答案中文版（纯手写)
ＰAＲT1
最近重新温习拉扎维,参考英文版答案顺便教材手动整理下教材课后习题，部分习题加入了一些自己的想法和备注。

欢迎各位学弟学妹下载,不过请不要照抄答案!因为没有扫描仪器，用手机照的相片。

这一部分是第三章作业的前一半的题目,也请大家尊重本人劳动成果,可以下载，但请不要随意下载后再上传,谢谢大家!
PAＲT2
另外3.１1题目可参考3.1０
注明：如有错误之处欢迎指正。

在我的百度账号下留言即可:清风一鹤。

PAＲＴ３
答案照片在下面
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《集成电路制造工艺与工程应用》第三章第五节：金属硅化物技术金属硅化物工艺技术内容简述：随着集成电路工艺制程技术的不断发展，为了提高集成电路的集成度，同时提升器件的工作速度和降低它的功耗，半导体工艺的特征尺寸不断缩小，晶体管的栅、源和漏有源区的尺寸也会相应缩小，而它们的等效串联电阻会相应变大，从而影响电路的速度。

为了改善等效串联电阻，半导体业界先后发展出金属硅化物工艺技术Polycide和Salicide。

最先出现的金属硅化物工艺技术是Polycide工艺技术，Polycide工艺技术是为了改善多晶硅栅的等效串联电阻和接触孔的接触电阻，Polycide工艺技术仅仅在多晶硅栅上形成金属硅化物，源和漏有源区不会形成金属硅化物，所以它没有办法改善晶体管源和漏有源区的等效串联电阻和接触孔的接触电阻。

为了改善晶体管源和漏有源区的等效串联电阻和接触孔的接触电阻而发展出Salicide工艺技术，Salicide工艺技术不仅在多晶硅栅上形成金属硅化物，而且在源和漏有源区也会形成金属硅化物，它同时改善晶体管的栅、源和漏有源区的等效串联电阻和接触孔的接触电阻。

本文摘选自《集成电路制造工艺与工程应用》第三章第五节的内容，这部分内容简单介绍了Polycide工艺技术、Salicide工艺技术和SAB工艺技术的原理，并以纳米级工艺形成ESD器件和Non-Salicide器件为例介绍SAB和Salicide工艺技术的工程应用。

3.5 金属硅化物技术-------------------------------------------------------------------------------------------------3.5.1 Polycide工艺技术--------------------------------------------------------------------------------------3.5.2 Salicide工艺技术---------------------------------------------------------------------------------------3.5.3 SAB工艺技术--------------------------------------------------------------------------------------------3.5.4 SAB和Salicide工艺技术的工程应用------------------------------------------------------------3.5 金属硅化物技术当半导体工艺的特征尺寸缩小到亚微米以下时，晶体管的栅、源和漏有源区的尺寸宽度也会相应缩小，而它们的等效串联电阻会相应变大，从而影响电路的速度。

《集成电路制造工艺与工程应用》第三章第四节热载流子注入效应与LDD工艺技术内容简述：为了不断提高器件的性能和单位面积器件的密度，器件的尺寸不断按比例缩小。

但是这种按比例缩小并不是理想的，不是所有的参数都是等比例缩小的，例如器件的工作电压不是等比例缩小的，器件的沟道横向电场强度会随着器件尺寸的不断缩小而增加，特别是漏端附近的电场最强，当器件的特征尺寸缩小到亚微米和深亚微米，漏端附近会出现热载流子效应（Hot carrier Inject --HCI）。

因为热载流子注入效应会导致几个严重的问题，最终使器件和芯片失效。

为了改善热载流子注入效应，半导体研发人员提出利用降低漏端与衬底pn结附近的峰值电场强度的LDD工艺技术来改善热载流子注入效应。

3.4 热载流子注入效应与轻掺杂漏（LDD）工艺技术--------------------------------------3.4.1 热载流子注入效应简介-----------------------------------------------------------3.4.2 双扩散漏（DDD）和轻掺杂漏（LDD）工艺技术--------------------------3.4.3 隔离侧墙（Spacer Sidewall）工艺技术--------------------------------------3.4.4 轻掺杂漏离子注入和隔离侧墙工艺技术的工程应用-----------------------3.4热载流子注入效应与轻掺杂漏（LDD）工艺技术3.4.1热载流子注入效应简介为了不断提高器件的性能和单位面积器件的密度，器件的尺寸不断按比例缩小，但是这种按比例缩小并不是理想的，不是所有的参数都是按比例缩小的，例如器件的工作电压不是等比例缩小的，器件的沟道横向电场强度会随着器件尺寸的不断缩小而增加，特别是漏端附近的电场最强。

当器件的特征尺寸缩小到亚微米和深亚微米，漏端附近会出现热载流子效应(Hot Carrier Inject - HCI)。

第三章集成运算放大器及反馈集成化是电子技术进展的一个重要方向，集成运算放大器（简称集成运放）是模拟集成电路中品种最多、应用最普遍的一类组件。

反馈是一个很重要的概念，各类自动操纵，自动调剂系统都离不开反馈。

集成运放加上负反馈可组成各类模拟运算电路。

本章要紧介绍集成运放及其线性应用和反馈的概念。

本章学习目标：（1）明白集成运放的大体性能，熟悉集成运放符号；（2）明确“同相输入端”及“反相输入端”的含义；（3）会通过工具书查阅集成运放型号、参数、连接方式、利用注意事项等资料；（4）明确反馈的概念，明白反馈对放大电路的阻碍；（5）明白集成运放线性运用和非线性运历时的特点；（6）熟悉并能计算同相较例、反相较例及加法运算电路。

第一节集成运算放大器一、集成运放简介前面讲述的放大电路是由分立的三极管、二极管、电阻、电容等元件，借助导线或印制电路连接成一个完整的电路系统，称之为分立元件电路。

利用集成工艺，将电路的所有元件及联接导线集成在同一块硅片上，封装在管壳内，成为一个具有特定功能的完整电路即集成电路。

与传统的分立元件电路相较，集成电路具有体积小、重量轻、功耗小、本钱低、靠得住性好等优势。

因此电子设备中集成电路几乎取代了分立元件电路。

集成电路的品种很多，按其功能可分为模拟集成电路和数字集成电路两大类。

数字集成电路用于产生、变换和处置各类数字信号。

模拟集成电路用于放大、变换和处置模拟信号（模拟信号，是指幅度随时刻作持续转变的信号）。

模拟集成电路又称线性集成电路。

集成运放是一种模拟集成电路。

集成电路封装后通过引脚与外部电路联接，集成电路的外形有如图3-1所示的几种常见形式。

各类集成电路型号、管脚排列、大体联接方式及参数等等，有集成电路手册可供查阅。

图3-1 集成电路外形图例如集成运算放大器实质上是一种高增益、多级、直接耦合的放大器。

它的电压放大倍数可达104～107。

集成运放的输入电阻从几十千欧到几十兆欧，而输出电阻很小，仅为几十欧姆。

拉扎维模拟CMOS集成电路设计第三章作业答案详解完整版教程解析第一题题目：请解释拉扎维模拟CMOS集成电路设计的主要目标。

拉扎维模拟CMOS集成电路设计的主要目标是通过集成电路设计技术来实现高性能、低功耗、低噪声、高稳定性的模拟电路。

具体目标包括：1.高性能：通过优化电路结构和参数，提高电路的增益、带宽和速度，以满足高性能模拟信号处理需求。

2.低功耗：采用低功耗设计技术，减少功耗和电源电压，提高电路的能效比，延长电池寿命。

3.低噪声：通过降低噪声源和优化电路设计，减少电路的噪声，并提高信号与噪声比，以提高电路的信号处理能力。

4.高稳定性：通过减小电路参数的变化范围、提高电路对温度、工艺和电源电压的抵抗能力，提高电路的稳定性和可靠性。

综合上述目标，拉扎维模拟CMOS集成电路设计致力于设计出符合实际需求，并具有良好性能、可靠性和可实施性的模拟电路。

第二题题目：什么是负载效应？在拉扎维模拟CMOS集成电路中如何考虑负载效应？负载效应是指当负载改变时，电路的工作条件和性能表现发生变化的现象。

在拉扎维模拟CMOS集成电路中，考虑负载效应是非常重要的。

拉扎维模拟CMOS集成电路中，电路的输入和输出之间会存在阻抗差异，从而导致在连接电路之间引入额外的电容和电阻负载。

这些负载对电路的工作状态产生影响，可能导致增益降低、频率响应偏移、功耗增加等问题。

为了考虑负载效应，在拉扎维模拟CMOS集成电路设计中，需要进行以下步骤：1.电路参数分析：通过计算和仿真，分析电路的输入和输出阻抗，确定电路的负载情况。

2.负载效应补偿：根据负载效应分析结果，采取一系列补偿措施来消除或减小负载效应对电路性能的影响。

例如，可以通过优化电路的结构或参数来改变电路的负载特性，使其更符合设计要求。

3.电路稳定性分析：在设计过程中，还需要对电路的稳定性进行分析。

如果负载效应较大，可能会导致电路的振荡或不稳定现象。

通过稳定性分析，可以预测和避免这些问题的发生。