枝节加载的双模微带滤波器设计

基于T型枝节加载SIR的双频微带滤波器的设计严冬; 杭锐; 王平; 陈俊宇; 杜培勋【期刊名称】《《电子元件与材料》》【年(卷),期】2019(038)011【总页数】6页(P43-48)【关键词】双频滤波器; 微带滤波器; 小型化; 零度馈电; 传输零点; 枝节加载【作者】严冬; 杭锐; 王平; 陈俊宇; 杜培勋【作者单位】重庆邮电大学自动化学院重庆 400065【正文语种】中文【中图分类】TN742近些年来,无线通信技术呈现多元化发展的趋势,各类无线通信协议更新换代、层出不穷,通信系统需要兼容越来越多不同的通信频段。

然而,为了避免各个通信频段之间的相互干扰,滤波器就成为了重中之重的核心器件。

现在,单一频段的滤波器已不能支撑所有的通信系统,双频甚至多频的滤波器已成为当下的研究热点之一,其中微带滤波器受到了越来越多的关注[1-2]。

近年来,国内外的学者对双频微带滤波器进行了大量的研究。

如利用阶梯阻抗谐振器(SIR)设计双频微带滤波器。

二十世纪八十年代,由Makimoto等学者第一次系统提出了SIR的基本理论,并将SIR理论运用到了双频滤波器的设计中[3-4],随后基于SIR设计多频带滤波器的方法得到进一步研究和推广[5-6];例如,采用枝节加载谐振器(SLR)来设计频率独立可控的双频微带滤波器[7-8];采用多个单通带滤波器组合构成双频滤波器等[9]。

然而这些滤波器设计方法中存在谐振器设计自由度低、带宽较窄、尺寸较大、插损和回损偏高等缺点,已不能满足要求越来越高的各类应用场景。

因此,设计带宽较宽、小型化、多频段的滤波器显得尤为重要。

本文针对已有的微带滤波器存在的不足,以T型枝节加载SIR为基础,利用特殊电耦合结构以及零度馈电方式提出了一种频率独立可控的双频微带带通滤波器结构,所设计的滤波器结构简单,整体尺寸仅为16.5 mm×21.7 mm,易于集成,更加完美地实现了多频滤波功能。

仿真结果表明,所设计的滤波器中心频率分别为2.45 GHz和5.2 GHz,带内最小插入损耗均在0.5 dB以下,最小回波损耗均小于-30 dB,相对带宽分别为28.9%和11.3%,且在频带外引入了三个传输零点,带外抑制特性良好。

基于开路分支线加载双模谐振器的微带带通滤波器设计程昆仑1,李平辉2,赵志远1(1.解放军理工大学通信工程学院研究生4队,江苏南京210007; 2.解放军理工大学通信工程学院卫星通信系)摘　要:文章设计了一款基于开路分支线加载双模谐振器的微带带通滤波器。

通过对开路分支线加载双模谐振器的奇偶模特性及固有传输零点分析,利用调节分支线的长度可以灵活地调整谐振器的固有传输零点位置这一特性,采用了两个具有不同分支线长度的谐振器实现了一个高选择性滤波器的设计与测试,测试结果与仿真结果基本一致。

所设计的滤波器中心频率为2.45G Hz ,通带宽度为150M Hz ,通带内插损小于1.5dB ,具有两个位于2.27G Hz 和2.57G Hz 的传输零点,在2.0G Hz 与2.95G Hz 处的衰减分别达到41dB 和29.8dB 。

此外,该滤波器尺寸小巧,设计加工方便,具有一定的实用价值。

关键词:带通滤波器;开路分支线加载;双模谐振器中图分类号:T N 713文献标识码:A 文章编号:CN 32-1289(2011)02-0053-04Microstrip Bandpass Filter Based on OpenStub -loaded Du al -mode ResonatorCH EN G K un -lun 1,L I Ping -hui 2,ZH AO Zhi -y uan1(1.Po stg r aduate T eam 4I CE,PL A U ST ,N anjing 210007,China ;2.Depart ment of Satellite Communication ICE ,P L AU ST )Abstract :A micro strip bandpass filter w ith tw o transmission zeros based on open stub-loaded dual-mode resonato r is presented in this paper.By analy zing the characteristics of openstub-loaded dual-mode resonato r,the proposed reso nator has an inherent transm ission zer o.Besides ,it can be easily mo ved by chang ing the length of stub -loaded line .Then ,a bandpassfilter is designed,fabricated and tested to v alidate the design concept.The resonators used herehav e different loaded lines that can intro duce two different transmission zeros.Fro m 2.31GHz to2.5GHz ,there are tw o transmission zero s at upper (2.57GHz )and low er side (2.27GHz )of thepassband edg e ,w ith the attenuation better than 41dB and 29.8dB and the inser tion loss is lessthan 1.5dB in passband.Key words :bandpass filter;o pen stub-loaded;dual-mo de reso nator微带滤波器因具有尺寸小、重量轻、成本低、易加工等优点,在微波平面电路和微波集成电路中得以广泛应用[1]。

专利名称：采用枝节加载弯折型缺陷微带结构的小型双频带通滤波器
专利类型：实用新型专利
发明人：张智翀,肖开选,罗文浪,孔翠香,钟宇,刘秋平
申请号：CN201820990810.X
申请日：20180626
公开号：CN208315717U
公开日：
20190101
专利内容由知识产权出版社提供
摘要：本实用新型公开了一种采用枝节加载弯折型缺陷微带结构的小型双频带通滤波器，主要由一对中心对称设置的采用开路枝节加载弯折型缺陷微带结构的第一谐振器和第二谐振器耦合而成，各谐振器分别包括一段L形的开路枝节和一部分缺陷微带结构。

所述谐振器外侧设有一对中心对称且带有阻抗匹配结构的输入馈线和输出馈线，分别由各自50欧姆的微带线输入端和输出端直接馈电。

本实用新型包含了两个通带中心频率控制，还包含了带宽的控制，能够满足小型双频系统的设计要求，可应用于移动通信、雷达、遥感等微波电子系统中。

申请人：井冈山大学
地址：343000 江西省吉安市青原区学苑路28号
国籍：CN
代理机构：深圳市顺天达专利商标代理有限公司
代理人：邹秋菊
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第４１卷第４期宁夏大学学报（自然科学版）２０２０年１２月　Ｖｏｌ．４１Ｎｏ．４ＪｏｕｒｎａｌｏｆＮｉｎｇｘｉａＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙ（ＮａｔｕｒａｌＳｃｉｅｎｃｅＥｄｉｔｉｏｎ）Ｄｅｃ．２０２０　文章编号：０２５３ ２３２８（２０２０）０４ ０３７５ ０４基于枝节加载环形谐振器的双频滤波器设计赵芳丽，　翁敏航，　李同彬（莆田学院信息工程学院，福建莆田　３５１１００）摘　要：利用枝节加载的双模环形谐振器，设计了一款双频带带通滤波器．分析了枝节加载的环形谐振器的通带特性．通过控制两对加载枝节的长度，分别将两个通带的中心频率调节在２．４ＧＨｚ和３．６ＧＨｚ．另外，在第一个通带两边得到两个传输零点，从而实现高选择性．设计的滤波器主要应用在ＷＬＡＮ和５Ｇ领域中．关键词：带通滤波器；双频带；双模态；枝节加载分类号：（中图）ＴＮ７１３ 文献标志码：Ａ收稿日期：２０１９ ０７ １４基金项目：福建省教育厅（科技类）科研项目（ＪＴ１８０４８４）；福建省自然科学基金资助项目（２０１６Ｊ０１７５９）作者简介：赵芳丽（１９７５—），女，讲师，硕士，主要从事射频电路研究，（电子信箱）ｇｒａｃｅｚｈａｏ７＠１６３．ｃｏｍ． 随着无线局域网（ＷＬＡＮ）和全球微波互联接入技术的发展，多频带无线通信系统的研究成为一个重要的发展方向．多频带射频元件的研究随之成为当前的热点之一．目前研究和应用最多的仍是双频带和三频带．实现双频带的方法很多［１］，例如：将两个不同频率的带通滤波器进行组合、将一个带通滤波器和一个带阻滤波器串联、应用阶梯阻抗谐振器等，但采用这些方法设计的滤波器结构尺寸大，增加设计成本［２—３］．１９７２年Ｗｏｌｆｆ提出一种可产生两种模态的环形结构．１９９５年Ｈｏｎｇ等［４］利用方形环形结构设计出一款全波长的双模态谐振器．这种方法是利用环状谐振器内存在的２个模态互相耦合产生带宽，只需一个谐振器就可以达到传统多阶谐振器所能达到的频率响应，大大减少了滤波器尺寸．一般形成双模态环形滤波器具有以下条件［４］：１）输入输出必须９０°正交；２）谐振器内具有微扰点，激发两种模态；３）整体电路结构必须是对称的．本文着眼于微波射频系统“高性能、小型化”的发展趋势，在双模态环形谐振器内加入了４个对称的开路枝节来调节滤波器中心频率，设计了一款中心频率为２．４ＧＨｚ／３．６ＧＨｚ的双频带、高选择性的带通滤波器，进一步减少了滤波器尺寸．设计滤波器的总体结构见图１．图１　枝节加载的环形双模态谐振器带通滤波器１　双模环形谐振器原理１．１　枝节加载环形谐振器基本原理图２为双模态环形谐振器结构图．在环形双模态谐振器的基础上，为了进一步减少谐振器尺寸而不降低设计参数，通过加载两对对称的枝节，来调节中心频率的位置．环形谐振器周长为一个波导波长，其特性阻抗和电长度分别为Ｚ和θ．为了简化设计，假设两对枝节长度相等，其特性阻抗和环的特性阻抗相等，电长度为θ１．由于谐振器周长为一个波导波长λ，根据如下（１）式，可得到（２）式宁夏大学学报（自然科学版）第４１卷λ＝狏ｐ犳＝犮犳０ε槡ｒｅｆｆ，（１）犔＝λ４＝犮４犳０ε槡ｒｅｆｆ，（２）式中：狏ｐ为电磁波在谐振器中传播的相速；犮为电磁波在真空中传播的速度（光速）；εｒｅｆｆ为有效介电常数．由（２）式可知，谐振器中心频率犳０和边长犔成反比，即谐振器尺寸越大，中心频率越低．给谐振器加载如图２所示的开路枝节，可以保持中心频率犳０不变，减少谐振器尺寸．下面采用奇偶模分析法来分析矩形环加载短路枝节谐振器的谐振特性．图２　枝节加载的双模态环形谐振器结构图 图２所示结构沿轴犃 犃′对称，根据微带线理论，奇模态时，对称面犃 犃′为“电壁”，相当于短路．其等效电路见图３ａ．奇模输入导纳犢ｉｎ，ｏ为犢ｉｎ，ｏ＝ｊ犢ｔａｎθ１－ｊ犢ｃｏｔ（θ／２）＋　犢ｊ犢ｔａｎθ１－ｊ犢ｃｏｔ（θ／２）＋ｊ犢ｔａｎθ犢＋ｊ（ｊ犢ｔａｎθ１－ｊ犢（ｃｏｔθ／２））ｔａｎθ＝　ｊ犢２ｔａｎθ１－２ｃｏｔ（θ／２）－（ｔａｎθ１－ｃｏｔ（θ／２））２ｔａｎθ＋ｔａｎθ１－（ｔａｎθ１－ｃｏｔ（θ／２））ｔａｎ［］θ，（３）由并联谐振电路的谐振条件可知，电路谐振时，犢ｉｎ，ｏ＝０，则（３）式可化简为２ｔａｎθ１－２ｃｏｔ（θ／２）－（ｔａｎθ１－ｃｏｔ（θ／２））２ｔａｎθ＋ ｔａｎθ＝０．（４）由（４）式知，奇模谐振频率跟加载枝节的电长度θ１和环长θ有关．同理，偶模态时，对称面ＣＤ为“磁壁”，相当于开路．其等效电路见图３ｂ．偶模输入导纳犢ｉｎ，ｅ由（５）式表示（附录Ｉ）．由并联谐振电路的谐振条件可知，电路谐振时，犢ｉｎ，ｅ＝０，则（５）式可以简化为２ｔａｎθ１＋２ｔａｎ（θ／２）－（ｔａｎθ１＋ｔａｎ（θ／２））２ｔａｎθ＋ ｔａｎθ＝０．（６）由（６）式可知，偶模谐振频率不仅跟谐振器环的电长度θ有关，也跟加载枝节的电长度θ１有关．图３　环形枝节加载的谐振器奇、偶模态等效电路１．２　枝节加载环形谐振器响应特性本文采用插入损耗法设计滤波器，滤波器的响应主要可用插入损耗和回波损耗来表征．为了分析这两个参数，应用微波网络理论可知，滤波器是一个二端口网络，可以精确地实现预定的频率特性．图４为滤波器功率传输的等效电路．图４　滤波器功率传输等效电路其频率损耗比犘ＬＲ为犘ＬＲ＝犘ｉｎ犘Ｌ＝１１－Γ（ω）狘２，（７）式中：犘ｉｎ为输入功率；犘Ｌ为传送到负载的功率；Γ（ω）为入射波的反射系数，则插入损耗以ｄＢ来表示，定义为犐犔＝１０ｌｇ犘ＬＲ（ｄＢ）．（８）对于一个双端口网络，也常用犛２１来表示插入损耗犐犔，故有犛２１＝１１－Γ（ω）２．（９）同理，回波损耗用犛１１表示，定义为犛１１＝－１０犘Ｒ犘ｉｎ＝－１０ｌｇ（Γ（ω））２，（１０）反射系数Γ（ω）可以选定特定的函数，随所需的响应而定．１．３　枝节加载环形滤波器仿真设计由以上分析可知，枝节加载的谐振器可以通过改变环长和加载枝节的长度来改变其频率响应．下６７３第４期赵芳丽等：基于枝节加载环形谐振器的双频滤波器设计面应用电磁仿真软件ＩＥ３Ｄ［５］对图１所示结构进行仿真分析和验证．１）按照设计要求选择基板．本设计采用ＦＲ４基板：厚度为１．６ｍｍ，εｒ为４．４，ｔａｇδ为０．０１．２）根据（２）式计算矩形环的周长．３）采用ＩＥ３Ｄ软件画电路图．先将图２所示谐振器的２个输入、输出换成９０°正交，然后在谐振器内加入微扰点，以此来激发两种模态，整体结构对称（图５）．４）设置仿真参数，则得到谐振器频率响应（图６）．图６中３条曲线分别为枝节长度犔１＝１ｍｍ，５ｍｍ，７ｍｍ时的谐振器频率响应曲线．从图６不难看出，当枝节加长时，第一个通带中心频率在２．４ＧＨｚ附近稍有左移，而第二个通带中心频率由６ＧＨｚ快速降至４ＧＨｚ左右．这表明，加长枝节不仅可以使频率降低，而且可以调整第二个通带中心频率至３．６ＧＨｚ．图５　犐犈３犇仿真参数设置图６　枝节长度对谐振器频率响应的影响２　双频带带通滤波器设计为得到双频带带通滤波器的响应特性，将上节分析的谐振器加入微扰点，并且将Ｉ／Ｏ端口改为正交馈电．进一步调整加载枝节的长度，得到无线局域网的２．４ＧＨｚ和５Ｇ通信的３．６ＧＨｚ的通带，通过软件仿真最终确定枝节长度犔１＝７．４ｍｍ，滤波器频率响应曲线见图７．从仿真结果（图７）看，在第一通带，中心频率为２．４ＧＨｚ，插入损耗分别为犛２１＝－１．０１ｄＢ，回波损耗大于１５ｄＢ；第二通带中心频率为３．６ＧＨｚ，插入损耗分犛２１＝－１．２１ｄＢ，回波损耗均大于１５ｄＢ．此外，由于枝节间存在交叉耦合，在两个频带两边２．０３，２．５９和４．２５ＧＨｚ的地方出现３个传输零点，提高了滤波器的选择性．图７　双频带滤波器频率响应曲线３　制作与测量采用ＦＲ４基板：厚度为１．６ｍｍ，εｒ为４．４，ｔａｇδ为０．０１．其结构见图１，实际制作尺寸为：犔＝１４．６ｍｍ，犔１＝７．４ｍｍ，犔３＝８ｍｍ，犔４＝４ｍｍ，犠＝１．２４ｍｍ，犠１＝０．５ｍｍ，犠２＝３．０６ｍｍ，犵＝０．１５ｍｍ，犘＝２．２ｍｍ．制作出基于双模环形谐振器的双频带带通滤波器实物见图８．整个电路尺寸约为１８ｍｍ×１８ｍｍ，亦即０．２５λｇ×０．２５λｇ，λｇ是２．４ＧＨｚ的波导波长．电路尺寸比相同规格的双频带环形带通滤波器尺寸大大减少［６—８］，比较结果见表１．图８　制作的双通带犅犘犉实物图 使用型号为ＨＰ８７２２ＥＳ网络分析仪对制作的双通带滤波器频率响应进行测试，结果见图９．从测量数据看，插入损耗Ｓ２１和回波损耗Ｓ１１都７７３宁夏大学学报（自然科学版）第４１卷符合要求．在２．０３，２．５９和４．２５ＧＨｚ的地方产生了传输零点．测量数据相比仿真结果频率发生了漂移，可能的原因是雕刻机使用的针头比较粗，致使制造误差比较大．表１　几种滤波器性能比较方法频率／ＧＨｚ犛１１／ｄＢ犛２１／ｄＢ电路尺寸／（λｇ×λｇ）文献［６］１．１５／１．９＜１５／１０＜２．８／１．９０．３×０．１６文献［７］５．５３＞１１＜１．５３０．６×０．６文献［８］２．０８／６．０７＞１５＜１．５２／１．６３０．２８×０．１１本文方法２．４／３．６＞１５＜１．０／１．２０．２５×０．２５图９　制作的双通带犅犘犉频率响应的测量值与仿真值对比４　结语本文采用环形谐振器的双模态耦合来减少谐振器数目，再加载枝节来进一步缩小滤波器尺寸，并且引入交叉耦合得到传输零点以提高选择性，设计并完成小型化高选择性的双频带带通滤波器，中心频率为２．４和３．６ＧＨｚ．虽然由于制程的影响使滤波器频率有点漂移，但设计的滤波器插入损耗和回波损耗都达到要求，且具有高的选择性．参考文献：［１］　ＷＥＮＧＭＨ，ＷＵＨＷ．Ｓｔｏｐｂａｎｄｉｍｐｒｏｖｅｍｅｎｔｏｆａｄｕａｌ ｍｏｄｅｂａｎｄｐａｓｓｆｉｌｔｅｒｕｓｉｎｇＤＧＳ［Ｊ］．ＭｉｃｒｏｗａｖｅａｎｄＯｐｔｉｃａｌＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙＬｅｔｔｅｒｓ，２００５，４４（３）：２４７ ２４９．［２］　ＨＯＮＧＪＳ，ＬＡＮＣＡＳＴＥＲＭＪ．Ｍｉｃｒｏｓｔｒｉｐｂａｎｄｐａｓｓｆｉｌｔｅｒｕｓｉｎｇｄｅｇｅｎｅｒａｔｅｍｏｄｅｓｏｆａｎｏｖｅｌｍｅａｎｄｅｒｌｏｏｐｒｅｓｏｎａｔｏｒ［Ｊ］．ＩＥＥＥＭｉｃｒｏｗａｖｅ＆ＧｕｉｄｅｄＷａｖｅＬｅｔｔｅｒｓ，１９９５，５（１１）：３７１ ３７２．［３］　ＷＥＮＧＭＨ，ＨＵＮＧＣＹ，ＣＨＥＮＷＮ．Ｄｕａｌ ｍｏｄｅｂａｎｄｐａｓｓｆｉｌｔｅｒｓｕｓｉｎｇｔｒｉａｎｇｕｌａｒｒｉｎｇｒｅｓｏｎａｔｏｒｓｗｉｔｈｃｏｕｐｌｉｎｇｓｔｕｂｓ［Ｊ］．ＭｉｃｒｏｗａｖｅａｎｄＯｐｔｉｃａｌＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙＬｅｔｔｅｒｓ，２００４，４３（６）：５１２ ５１５．［４］　ＨＯＮＧＪＳ，ＬＡＮＣＡＳＴＥＲＭＪ．ＭｉｃｒｏｓｔｒｉｐｆｉｌｔｅｒｓｆｏｒＲＦ／ｍｉｃｒｏｗａｖｅａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ［Ｍ］．ＮｅｗＹｏｒｋ：ＪｏｈｎＷｉｌｅｙ＆Ｓｏｎｓ，Ｉｎｃ，２００１．［５］　ＺｅｌａｎｄＳｏｆｔｕａｒｅ．ＩＥ３Ｄｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｓｏｆｔｕａｒｅ［ＣＰ］．Ｖｅｒｓｉｏｎ１４．０５，ＺｅｌａｎｄＳｏｆｔｗａｒｅ．［６］　蔡伟伟，梁飞，吕文中．基于双模谐振器的双通带可调谐滤波器设计［Ｊ］．微波学报，２０１８，３４（１）：６５ ６９．［７］　单伟．基于双模谐振器的新型带通滤波器［Ｊ］．电子技术，２０１６，１６（４）：６９ ７２．［８］　张德伟，王树兴，刘庆，等．基于奇偶模分析法的四模谐振器结构的双通带带通滤波器设计［Ｊ］．电子学报，２０１８，４６（２）：３８７ ３９２．犃犇狌犪犾 犫犪狀犱犅犪狀犱狆犪狊狊犉犻犾狋犲狉犅犪狊犲犱狅狀犛狋狌犫 犾狅犪犱犲犱犚犻狀犵犚犲狊狅狀犪狋狅狉犣犺犪狅犉犪狀犵犾犻，犠犲狀犵犕犻狀犺犪狀犵，犔犻犜狅狀犵犫犻狀（ＳｃｈｏｏｌｏｆＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ，ＰｕｔｉａｎＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，Ｐｕｔｉａｎ３５１１００，Ｃｈｉｎａ）犃犫狊狋狉犪犮狋：Ａｄｕａｌｂａｎｄｂａｎｄｐａｓｓｆｉｌｔｅｒｉｓｄｅｓｉｇｎｅｄｂｙｕｓｉｎｇｔｈｅｄｕａｌ ｍｏｄｅｒｉｎｇｒｅｓｏｎａｔｏｒｌｏａｄｅｄｗｉｔｈｂｒａｎｃｈｅｓ．Ｔｈｅｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓｏｆｔｈｅｒｉｎｇｒｅｓｏｎａｔｏｒｌｏａｄｅｄｗｉｔｈｂｒａｎｃｈｅｓａｒｅａｎａｌｙｚｅｄ．Ｃｅｎｔｅｒｆｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓｏｆｔｈｅｔｗｏｐａｓｓｂａｎｄｓａｒｅａｄｊｕｓｔｅｄａｔ２．４ＧＨｚａｎｄ３．６ＧＨｚｒｅｓｐｅｃｔｉｖｅｌｙｂｙｃｏｎｔｒｏｌｌｉｎｇｔｈｅｌｅｎｇｔｈｏｆｔｗｏｐａｉｒｓｏｆｌｏａｄｅｄｂｒａｎｃｈｅｓ．Ｉｎａｄｄｉｔｉｏｎ，ｔｗｏｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｚｅｒｏｓａｒｅｏｂｔａｉｎｅｄｏｎｂｏｔｈｓｉｄｅｓｏｆｔｈｅｆｉｒｓｔｐａｓｓｂａｎｄｔｏａｃｈｉｅｖｅｈｉｇｈｓｅｌｅｃｔｉｖｉｔｙ．ＴｈｅｄｅｓｉｇｎｅｄｆｉｌｔｅｒｉｓａｐｐｌｉｅｄｉｎｔｈｅｆｉｅｌｄｓｏｆＷＬＡＮａｎｄ５Ｇ．犓犲狔狑狅狉犱狊：ｂａｎｄｐａｓｓｆｉｌｔｅｒ；ｄｕａｌｂａｎｄ；ｄｕａｌｍｏｄｅ；ｓｔｕｂ ｌｏａｄｅｄ（责任编辑、校对　张　刚）附录Ⅰ犢ｉｎ，ｅ＝ｊ犢ｔａｎθ１＋ｊ犢ｔａｎ（θ／２）＋犢ｊ犢ｔａｎθ１＋ｊ犢ｔａｎ（θ／２）＋ｊ犢ｔａｎθ犢＋ｊ（ｊ犢ｔａｎθ１＋ｊ犢ｔａｎ（θ／２）ｔａｎθ＝ ｊ犢２ｔａｎθ１＋２ｔａｎ（θ／２）－（ｔａｎθ１＋ｔａｎ（θ／２））２ｔａｎθ＋ｔａｎθ１－（ｔａｎθ１＋ｔａｎ（θ／２））ｔａｎ［］θ．（５）８７３。

收稿日期:2020-12-30基金项目:国家自然科学基金(61671249)通信作者:葛俊祥,教授,主要研究方向为雷达系统㊁微波毫米波与天线技术㊁电磁散射与绕射理论㊂E-mail :jxge @nuist .edu .cn电子元件与材料Electronic Components and Materials第40卷Vol .40第4期No .44月Apr2021年2021小型化双枝节加载级联宽带滤波器设计娄卜尹,葛俊祥(南京信息工程大学电子信息技术与装备研究院,江苏南京㊀210044)摘㊀要:为在高频率选择性和大带宽的前提下实现小型化,提出一种紧凑非对称双枝节加载的易级联多模谐振滤波器㊂采用微波网络级联方法,分析优化设计了中心频率为6GHz 的单级㊁两级和三级多模谐振宽带滤波器㊂测试结果表明,该滤波器在5.41mm ˑ7.61mm (0.21λg ˑ0.29λg )有效尺寸下,带外抑制优于40dB ,损耗小于2.6dB ,相对带宽大于33%㊂该滤波器具有小型化㊁宽带㊁带外抑制强等优点,有利于通信系统和固态雷达收发机的小型化设计㊂关键词:多模谐振器;频率选择性;非对称;宽带;小型化中图分类号:TN 713文献标识码:ADOI :10.14106/j .cnki .1001-2028.2021.1650引用格式:娄卜尹,葛俊祥.小型化双枝节加载级联宽带滤波器设计[J ].电子元件与材料,2021,40(4):355-359.Reference format :LOU Buyin ,GE Junxiang.Design of miniaturized dual -stub loaded cascade broadband filter [J ].Electronic Components and Materials ,2021,40(4):355-359.Design of miniaturized dual -stub loaded cascade broadband filterLOU Buyin ,GE Junxiang(Institute of Electronic Information Technology and Equipment,Nanjing University of Information Science &Technology,Nanjing㊀210044,China)Abstract :To achieve miniaturization under the premise of high frequency selectivity and large bandwidth ,a compact easily -cascaded multimode resonance filter loaded with asymmetric dual -stub was proposed.Microwave cascade networks method was used to analyze and optimize the design of the single -stage ,two -stage and three -stage multimode resonant broadband filters at central frequency of 6GHz.The measurement results show that the filter has out -of -band suppression better than 40dB ,loss less than 2.6dB and relative bandwidth over than 33%at the effective size of 5.41mm ˑ7.61mm (0.21λg ˑ0.29λg ).The filter is superior of miniaturization ,broadband and strong out -of -band suppression ,which is beneficial for the design of communication system and solid state radar transceiver.Key words :multimode resonator ;frequency selectivity ;asymmetric ;broadband ;miniaturization㊀㊀滤波器作为射频收发组件的关键器件之一,所发挥的作用十分重要㊂小型化已成为当前滤波器设计中必须考虑的指标㊂再者,有限的频谱资源和互联网㊁物联网时代的巨量高速信息流也要求滤波器具有更高的频率选择性和更大的带宽㊂多模谐振滤波器因尺寸小㊁损耗低㊁易实现大带宽等优点而受到广泛关注[1-6],基于低温共烧陶瓷(LTCC )和液晶聚合物(LCP )的新型技术也使得多模谐振滤波器更具吸引力[7-8]㊂但利用多模谐振滤波器实现高频率选择性和大带宽的同时,如何兼顾小型化,还需要进一步研究㊂滤波器实现高频率选择性通常有三种方法[9]:增电子元件与材料加滤波器级数㊁设计椭圆函数型滤波器以及引入传输零点㊂引入传输零点虽然能有效提高频率选择性,但还需要增加滤波器级数来进一步提高带外衰减,这意味着滤波器尺寸将会变大㊂文献[1]提出了一种有效尺寸为13.7mm ˑ5.35mm (0.56λg ˑ0.22λg )的两级级联工字型谐振器,结构简单,便于设计,上下阻带抑制度分别大于30dB 和46dB ㊂Chen 等[10]基于多模谐振滤波器设计了一种有效尺寸为19.6mm ˑ11.7mm 的两级级联三通带滤波器,带外抑制为20~30dB ㊂Hsieh 等[11]分别设计了三级级联和五级级联的双通带滤波器,前者有效尺寸约25mm ˑ8mm ,第一通带带外抑制约25dB @500MHz ,后者有效尺寸约40mm ˑ8mm ,第一通带带外抑制约48dB @500MHz ㊂与现有多为对称结构的多模谐振器滤波器研究工作不同,本文对非对称多模谐振滤波器的级联特性进行研究,提出一种结构紧凑㊁具有两个可调零点的易级联多模谐振滤波器㊂通过引入多模实现宽带,通过引入两个可调零点和滤波器级联实现高频率选择性㊂同时由于单个谐振滤波器的结构十分紧凑,使得多级级联仍具有小尺寸优势,适用于对尺寸㊁频率选择性要求较高的宽带系统,如移动通信系统㊁固态雷达收发机等㊂1㊀单个谐振器结构在滤波器结构中,发夹滤波器具有结构紧凑㊁易级联的特点㊂在发夹滤波器内部空白处,加载两条开路枝节,形成如图1所示的谐振器结构㊂这与Chen 等[10]和Hsieh 等[11]提出的结构不同,本文谐振滤波器为非对称结构㊂基于奇偶模理论分析较为复杂,这里采用微波网络级联分析方法[12]㊂图1可以等效为7段微带线级联,将各段微带线的ABCD 矩阵相乘便是单个谐振器的ABCD 矩阵㊂图1㊀单个谐振器结构示意图Fig .1㊀Structure of single resonator微波波段,θ2,θ4,θ6相对较小,做近似忽略,同时假设微带线无耗,忽略微带线开路所带来的尺寸误差[13]㊂经对上述结构的级联推导得到单个谐振器的ABCD 矩阵为:M =a a +bd +be ()+bc b (a +bd +be )+ab a c +ad +ae ()+aca a +bd +be ()+bc éëêêùûúú(1)其中:a =cos θ1(2)b =j Z 1sin θ1(3)c =j Y 1sin θ1(4)d =j Y 3tan θ3(5)e =j Y 5tan θ5(6)式中:Y i 为对应微带线的导纳㊂通过矩阵转换,可以把式(1)的ABCD 矩阵转换为Z 矩阵㊁Y 矩阵和S 矩阵等参数㊂2㊀多模谐振滤波器级联分析与设计在图1结构基础上加入耦合馈电电路,便形成如图2所示的单级谐振滤波器㊂作为应用实例,这里仿真优化设计一个单级谐振滤波器㊂介质基板选用厚度为0.254mm 的Rogers 4350B ,中心频率为6GHz ,带宽要求大于2GHz ㊂根据式(1)可以确定单级谐振滤波器的零极点分布及零极点变化趋势㊂经仿真优化设计得到满足上述要求的单级谐振滤波器参数,如表1所示㊂图3为弱耦合情况下单级谐振滤波器的零极点分布㊂由图3可知,单级谐振滤波器存在两个零点(f z 1,f z 2)和三个极点(f 1,f 2,f 3)㊂图4为零点随θ3㊁θ5的变化㊂由图4可知,f z 1和f z 2为两个相互独立的零点,零点f z 1由θ5产生,仅和θ5有关;零点f z 2由θ3产生,仅和θ3有关㊂㊃653㊃娄卜尹,等:小型化双枝节加载级联宽带滤波器设计图2㊀单级谐振滤波器结构Fig .2㊀Structure of single -stage resonant filter表1㊀单级谐振滤波器参数Tab .1㊀Parameters of single -stage resonant filter图3㊀弱耦合下单级谐振滤波器零极点分布Fig .3㊀Zeros and poles distribution of weakly coupled onsingle -stage resonant filter图4㊀零点随θ3㊁θ5的变化Fig .4㊀Zeros change along with θ3,θ5图5为极点随θ1㊁θ3㊁θ5的变化㊂由图5可知,三个极点由θ1㊁θ3㊁θ5产生㊂θ1对所有极点均有影响,对极点f 2㊁f 3影响较大㊂而θ3和θ5对极点f 1㊁f 3虽然都有影响,但θ5的影响更强㊂图5㊀极点随θ1㊁θ3㊁θ5的变化Fig .5㊀Poles change along with θ1,θ3,θ5基于上述单级谐振滤波器的零极点变化规律和特点,分别设计了两级谐振滤波器和三级谐振滤波器㊂考虑到便于加工,本文不使用基板过孔工艺,同时为减小平面尺寸,设计采用传输线弯折结构㊂这样弯折后滤波器与传统发夹谐振滤波器十分相似,可以方便地采用电耦合㊁磁耦合㊁电磁耦合以及混合耦合等级联方式㊂这里采用电磁耦合级联来设计两级谐振滤波器和三级谐振滤波器㊂图6给出了两级谐振滤波器和三级谐振滤波器的结构设计图㊂表2给出了两个滤波器经过优化设计后的各尺寸参数㊂(a )两级谐振滤波器;(b )三级谐振滤波器图6㊀两级和三级谐振滤波器结构Fig .6㊀Structure of two -stage and three -stage resonant filter㊃753㊃电子元件与材料表2㊀两级和三级谐振滤波器参数Tab .2㊀Parameters of two -stage and three -stage resonant filter图7和表3分别给出了同样带宽要求下,三种多模谐振滤波器的带外抑制特性及相关参数对比㊂对比三种多模谐振滤波器,可以发现,随着级联个数增加,滤波器频率选择性明显增强,但相应地损耗也在增加㊂另外,由于结构紧凑,即使三级级联,尺寸也相对较小㊂图7㊀级联对带外抑制的影响Fig .7㊀Effect of cascade on out -of -band inhibition表3㊀单级㊁两级㊁三级谐振滤波器性能对比Tab .3㊀Performance comparison of single -stage ,two -stageand three -stage resonant filter级数最大带外抑制(dB @500MHz )插入损耗(dB )尺寸(λg ˑλg )单级19.32/14.020.670.07ˑ0.40两级32.02/20.560.890.21ˑ0.29三级47.74/54.48 1.390.32ˑ0.27如果需要更高的带外抑制性能,可以使用更多级数进行设计㊂需要注意的是,当滤波器级数超过三级,各微带线阻抗将会更大,耦合馈电电路间隙也会变得更窄,此时需要较厚的介质基板才能满足设计㊂而且更多的级数意味着更高的复杂度以及更大的损耗,所以设计者需要在各项指标下做出协调㊂3　级联滤波器设计实例为证明本设计的可行性,选择两级谐振滤波器进行了加工测试㊂该滤波器的加工实物图如图8所示,介质基板选用厚度为0.254mm 的Rogers 4350B ,其有效尺寸小于5.41mm ˑ7.61mm (0.21λg ˑ0.29λg ),为方便测试,输入和输出采用SMA 接头连接㊂为改善SMA 接头匹配效果,对其探针部分进行了一定程度的打磨㊂图8㊀两级谐振滤波器加工实物图Fig .8㊀Two -stage resonant filter photograph对上述滤波器进行测试,得到如图9所示的测试结果㊂根据图9的仿真与实测结果对比可发现,该滤波器S 21的实测结果与仿真吻合较好,带外抑制优于40dB ,相对带宽大于33%,损耗小于2.6dB ;但S 11的实测结果与仿真相差较大,最大值接近-11dB ,这是因为SMA 接头在带内匹配效果较差,使得驻波比恶化,从而导致S 11实测结果变差㊂另外,图9的仿真结果中有五个极点,根据式(1),级联后输入导纳存在式(5)㊁式(6)和的平方项,而且此项的解总存在自变量θ1,因此θ3和θ5共产生四个极点,且均与θ1有关,第五个极点仅由θ1产生,也仅对θ1敏感㊂值得注意的是,实测结果较仿真结果少两个极点,一方面因为这两个极点与邻近极点相距较近,容易重合;另一方面则是由SMA 接头较差的匹配效果所引起㊂为验证SMA 接头对该滤波器实测结果的影响,图10给出了滤波器连接不同匹配状态SMA 接头时的驻波比仿真结果㊂仅微带线为无SMA 接头仅波端口激励时的仿真结果,其与SMA 接头已匹配状态下的仿真结果较为一致,但与SMA 接头未匹配状态下的仿真结果相差较大㊂5~7GHz 内,仅考虑驻波比最大值点可发㊃853㊃娄卜尹,等:小型化双枝节加载级联宽带滤波器设计现,已匹配状态与未匹配状态驻波比最大值分别为1.34和2.10,换言之,其回波损耗应相差约7.77dB ,这与图9所示的仿真与实测结果较为吻合㊂图9㊀两级谐振滤波器仿真与实测对比Fig .9㊀Two -stage resonant filter comparison betweensimulation andmeasurements图10㊀SMA 接头对滤波器驻波比的影响Fig .10㊀Influence of SMA connector on filter VSWR3　结论本文基于微波网络级联分析方法设计并制作了一款小型化双枝节加载级联宽带谐振滤波器㊂实测结果表明,中心频率为6GHz 时,两级谐振滤波器有效尺寸小于5.41mm ˑ7.61mm (0.21λg ˑ0.29λg ),可实现优于40dB 的带外抑制和大于33%的相对带宽,与仿真结果较为一致,证明方法可行㊂同时,文中给出的单级㊁两级和三级谐振滤波器尺寸对比又进一步表明,该谐振滤波器多级级联仍具有小型化优势,可为移动通信系统和固态雷达收发机的小型化设计提供参考㊂参考文献:[1]雷涛,张铎,向天宇,等.基于工字型双模谐振器的双阶带通滤波器设计[J ].电子元件与材料,2018,37(11):67-70.[2]南敬昌,袁晓娟,高明明.基于多模谐振器的超宽带滤波器设计[J ].电子元件与材料,2015,34(12):72-76.[3]Kumar S ,Gupta R D ,Parihar M S ,et al.Multiple band notched filter using C -shaped and E -shaped resonator for UWB applications [J ].IEEE Microwave and Wireless Components Letters ,2016,26(5):340-342.[4]Lin L ,Yang S ,Sun S ,et al.Ultra -wideband bandpass filter using multi -stub -loaded ring resonator [J ].Electronics Letters 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!计算机测量与控制!"#""!$#!%"!!"#$%&'()'*+%('#',&-!",&(".!#"-%!#收稿日期 "#"&&"#$$!修回日期"#""#$$#%基金项目 陕西省教育厅科研项目!&10)#&//"%作者简介 贾建科!&-./"&男&陕西宝鸡人&硕士&讲师&主要从事射频微波无源器件的研究与设计方向的研究%引用格式 贾建科&王新宽&郑春来&等!基于枝节加载多模谐振器的电调微波滤波器设计(0)!计算机测量与控制&"#""&$#!%"*"-%$#&!文章编号 &%.&/'-1 "#"" #%#"-%#%!!234 &#!&%'"% 5!6789!&&]/.%" ;<!"#""!#%!#/'!!中图分类号 Z A %&文献标识码 >基于枝节加载多模谐振器的电调微波滤波器设计贾建科 王新宽 郑春来 耶晓东!陕西理工大学物理与电信工程学院&陕西汉中!."$###"摘要 针对认知无线电技术对射频微波滤波器的新要求&提出了一种基于枝节加载多模谐振器的电调微波滤波器$该电调微波滤波器由一个枝节加载微带多模谐振器和变容二极管组成&实现了滤波器的小型化$在分析枝节加载微带多模谐振器的基础上&通过在微带谐振器两端和加载枝节上加载变容二极管的方法&设计了枝节加载的电调多模微带谐振器&并提出了复杂微带谐振器谐振特性的分析方法$采用源和负载耦合的方法在通带右边引入一传输零点$通过在源和负载端放置耦合线的方法&提高了滤波器的通带选择性$针对滤波器带外衰减小的问题&引入一种新型的频变馈电结构&改善了滤波器的带外衰减特性$通过优化仿真确定了电调滤波器的尺寸参数$仿真验证了该滤波器的特性&当变容二极管的可调范围为"!&#<R 时&滤波器的频率可调范围为"?&#!"?/#B C `&频率变化范围为$##aC `%关键词 枝节加载多模电调谐振器$传输零点$通带选择性$变容二极管$频率电调$源和负载耦合/'+2I ,"4L .'3&(",23*..9K%,*=.')23("6*0'P 2.&'(H *+'1",8&%=5"*1'1)%.&2#"1'O '+",*&"(04>09D 78H &@>A B ,978L D 7&+C G A BU J L 7V D 9&(G,9D E T E 7I!*J N S 96S D 7TZ H V H 6E W W L 796D ;9E 7SG 7I 97H H Q 97I 2H <D Q ;W H 7;&M J D D 7^9K 79[H Q S 9;N E RZ H 6J 7E V E I N &C D 7`J E 7I!."$###&U J 97D "7=+&(*3&*47Q H S <E 7S H ;E ;J H 7H \Q H _L 9Q H W H 7;S E R 6E I 79;9[H Q D T 9E ;H 6J 7E V E I N R E Q Q D T 9E R Q H _L H 76N W 96Q E \D [H R 9V ;H Q S &D 7H V H 6;Q E 796D V V N ;L 7D ]P V HW 96Q E \D [H R 9V ;H Q P D S H T E 7;J H S ;L P ]V E D T H TW L V ;9W E T H Q H S E 7D ;E Q 9S <Q E <E S H T !Z J H H V H 6;Q E 796D V V N ;L 7D P V HW 96Q E \D [H R 9V ;H Q 9S 6E W <E S H TE R D S ;L P ]V E D T H TW 96Q E S ;Q 9<W L V ;9W E T H Q H S E 7D ;E Q D 7T[D Q D 6;E QT 9E T H &\J 96JQ H D V 9`H S ;J HW 979D ;L Q 9`D ;9E 7E R ;J H R 9V ;H Q !Y D S H TE 7;J HD 7D V N S 9SE R ;J H S ;L P ]V E D T H TW 96Q E S ;Q 9<Q H S E 7D ;E Q &D S ;L P ]V E D T H T H V H 6;Q E 796D V V N ;L 7D P V HW 96Q E \D [HW L V ;9W E T HW 96Q E S ;Q 9<Q H S E 7D ;E Q 9S T H S 9I 7H TP N ;J HW H ;J E TE R V E D T 97I [D Q D 6;E Q T 9E T H S E 7P E ;J H 7T S E R ;J HW 96Q E S ;Q 9<Q H S E 7D ;E Q D 7T ;J H V E D T 97I S ;L P ]V E D T H T &D 7T ;J H D 7D V N S 9SW H ;J E T E R Q H S E 7D 76H 6J D Q D 6;H Q 9S ];96S R E Q ;J H 6E W <V H ^W 96Q E S ;Q 9<Q H S E 7D ;E Q 9S <Q E <E S H T !>;Q D 7S W 9S S 9E 7`H Q E 9S 97;Q E T L 6H T ;E ;J H Q 9I J ;E R ;J H <D S S P D 7T P N W H D 7S E R S E L Q 6H D 7T V E D T 6E L <V 97I !Z J H <D S S P D 7T S H V H 6;9[9;N E R ;J H R 9V ;H Q 9S 9W <Q E [H T P N <V D 697I 6E L <V H T V 97H S D ;;J H S E L Q 6H D 7T V E D T H 7T !>9W 97I D;;J H <Q E P V H WE R S W D V V E L ;]E R ]P D 7T D ;;H 7L D ;9E 7E R ;J H R 9V ;H Q &D 7H \;N <H E R R Q H _L H 76N ]T H <H 7T H 7;R H H T S ;Q L 6;L Q H 9S 97;Q E T L 6H T ;E 9W <Q E [H ;J H E L ;]E R ]P D 7T D ;;H 7L D ;9E 7E R ;J H R 9V ;H Q !Z J H S 9`H <D Q D W H ;H Q S E R ;J H H V H 6;Q E 796D V V N ;L 7D P V HW 96Q E \D [H R 9V ;H Q D Q H T H ;H Q W 97H TP N E <;9W 9`D ;9E 7S 9W L V D ;9E 7!Z J H 6J D Q D 6;H Q 9S ;96S E R ;J H R 9V ;H Q D Q H [H Q 9R 9H TP N S 9W L V D ;9E 7!@J H 7;J H D T 5L S ;D P V H Q D 7I H E R 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N8`!6E W第%期贾建科&等*""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""基于枝节加载多模谐振器的电调微波滤波器设计#"-.!#兼并模分裂&利用该谐振器设计微波滤波器&实现微波滤波器的小型化(.1)%通过控制加载在谐振器末端和加载枝节上的变容二极管的容值大小&可改变微带线的电长度&从而改变谐振单元的谐振频率&控制滤波器中心频率的变化&实现微波滤波器的频率可调&满足认知无线电技术的需要%本设计在分析电调枝节加载微带多模谐振器的基础上&利用双端短路的枝节加载微带多模谐振器和变容二极管设计电调微波滤波器%@!枝节加载多模谐振器谐振 85O 机理分析枝节加载多模谐振器是在双端短路或开路的微带线中心位置加载短路或者开路枝节&因而枝节加载多模谐振器有/种结构&分别为开路枝节加载的双端开路微带谐振器'开路枝节加载的双端短路微带谐振器'短路枝节加载的双端开路微带谐振器'短路枝节加载的双端短路微带谐振器(-&")%下面主要讨论开路枝节加载的双端开路微带谐振器和短路枝节加载的双端短路微带谐振器的谐振机理%@A @!开路枝节加载的双端开路多模微带谐振器根据传输线理论&传输线上任意点的电压和电流可表示为*Q !#")Q X 6E S #86C X W #S 97#!&"C !#")6Q X W #S 97#8C X6E S #!""!!由式!&"'!""可得传输线上任意点的输入阻抗为*W %V !#")Q !#"C !#")W X 6E S #86W #S 97#6W X L #S 97#86E S #!$"!!电长度为#的无耗传输线的转移矩阵为*("E )D ))'&&'&"'"&'()"")6E S #6W #S 97#6L #S 97#6E S ()#!/"!!则从传输线左侧向右看去的输入导纳为*L %V !#")&W %V !#")'"&W X 8'""'&&W X 8'&"!'"!!由式!'"可知传输线终端开路时输入导纳为*L 970E <H 7)'"&'&&)6L #;D 7#!%"!!由式!'"可知传输线终端短路时输入导纳为*L 970S J E Q ;)'""'&")J 6L #6E ;#!."!!根据式!'"可知&对于结构复杂的多模微带谐振器&分析其谐振特性时&根据谐振器的结构求出谐振器的转移矩阵"E )D 矩阵&再结合式!%"'式!."就可求出谐振器的输入导纳%最后根据谐振条件C $!L 97")#可分析谐振器的谐振特性%根据谐振条件C $!L 97")#和式!%"可得&双端开路的传输线谐振器是二分之一波长谐振器&谐振器的电长度#)(.&(为整数%对于微带线谐振器&其谐振频率为*F )(&"X )槡H R R!1"!!其中*&为光速&X 为传输线谐振器的长度&)H R R 为传输线谐振器的介质的等效介电常数%当()&&即#).时可得第一谐振频率&当('"时&可依次得到其他高次谐振频率%根据谐振条件C $!L 97")#和式!."可得&单端短路的传输线谐振器是四分之一波长谐振器&谐振器的电长度#)!(8&"".&(为整数%对于微带线谐振器&其谐振频率为*F )!"(8&"&/X )槡H R R!-"!!其中*&为光速&X 为传输线谐振器的长度&)H R R 为传输线谐振器的介质的等效介电常数%当()#&即#)."时可得第一谐振频率&当('&时&可依次得到其他高次谐振频率%双端短路的传输线谐振器是二分之一波长谐振器&第一谐振频率*F )&"X )槡H R R!&#"!!其中*&为光速&X 为传输线谐振器的长度&)H R R 为传输线谐振器的介质基板的等效介电常数%开路枝节加载的双端开路微带谐振器是在双端开路的微带谐振器的中间加载开路枝节&结构如图&!D"&开路谐振器的几何长度为"X &&电长度为"#&&特性阻抗为L &&开路枝节的几何长度为X "&电长度为#"&特性阻抗为L "%该谐振器结构对称&呈轴对称分布&可以利用奇偶模理论进行分析%奇模分析时&对称面处等效为电壁&可用接地等效$偶模分析时&对称面处等效为磁壁&可用开路等效%图&!P "和!6"分别为奇模等效电路和偶模等效电路(')%图&!结构图奇模等效电路为单端短路的传输线谐振器&是四分之一波长谐振器&由式!-"可知奇模第一谐振频率为*F E T T &)&/X &)槡H R R!&&"!!偶模等效电路为双端开路的传输线谐振器&是二分之一波长谐振器%为分析方便&令开路枝节的特性导纳L ")"L &&根据式!1"则偶模第一谐振频率为*F H [H 7&)&"!X &8X "")槡H R R!&""!!改变谐振器X &和开路枝节X "的长度就可改变谐振器的奇模和偶模谐振频率%当奇偶模频率靠近&并辅以强的外!投稿网址 \\\!5S 56V N8`!6E W!!计算机测量与控制!第$#""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""卷#"-1!#部耦合就可构成带通滤波器(&$&/)%@A B !短路枝节加载的双端短路多模谐振器短路枝节加载的双端短路微带谐振器是在双端短路微带谐振器的中间加载短路枝节&结构如图"!D"&短路谐振器的几何长度为"X &&电长度位"#&&特性阻抗为L &&短路枝节的几何长度为X "&电长度为#"&特性阻抗位L "%同理该谐振器结构对称&呈轴对称分布&也可以利用奇偶模理论进行分析%奇模分析时&对称面处等效为电壁&可用接地等效$偶模分析时&对称面处等效为磁壁&但加载的是短路枝节&因此偶模等效电路在加载枝节末端接地%图"!P "和图"!P "分别为奇模等效电路和偶模等效电路%奇模等效电路为双端短路的传输线谐振器&是二分之一波长谐振器&奇模第一谐振频率为*F E T T &)&"X &)槡H R R!&$"!!偶模等效电路为双端短路的传输线谐振器&也是二分之一波长谐振器(&'&.)%为分析方便&令开路枝节的特性阻抗L ")"L &&则偶模第一谐振频率为*F H [H 7&)&"!X &8X "")槡H R R!&/"!!同理&改变双端短路谐振器X &和加载短路枝节X "的长度就可改变奇偶模谐振频率&同时辅以强的外部耦合就构成了带通滤波器(.)%图"!结构图B !枝节加载的频率可调多模谐振器由传输线理论可知&终端开路的无耗传输线的输入导纳为*L 97)6L #;D 7#&#为传输线的电长度&当传输线的长度X &&/时&输入导纳为容性&因此终端开路的无耗传输线等效为一串联电容%其等效电容的容值/与工作频率F 满足如下关系*/)L #;D 7#".F&其中传输线电长度#)".&X %所以在不改变传输线几何长度的基础上&在终端开路的传输线上串联可调变容二极管&就可改变终端开路的传输线谐振器的谐振频率&实现谐振频率的电调(&"&/)%对于开路枝节加载的双端开路谐振器&在$个开路端串联变容二极管就可构成枝节加载的电调谐振器(1)%根据变容二极管加载位置的不同&枝节加载电调谐振器可分为/图$!电路图种类型&分别为终端加载变容二极管&另一端短路的微带谐振器$终端加载变容二极管&另一端开路的微带谐振器$中间加载变容二极管&一端开路&另一端短路的微带谐振器$中间加载变容二极管&两端都开路%本设计选用的是终端加载变容二极管&另一端短路的微带谐振器&同理该谐振器结构对称&呈轴对称分布&也可以利用奇偶模理论进行分析%奇模分析时&对称面处等效为电壁&可用接地等效$偶模分析时&对称面处等效为磁壁&但加载的是短路枝节&因此偶模等效电路在加载枝节末端接地%其电路如图$!D "&奇模等效电路如图$!P "&偶模等效电路如图$!6"%奇模等效电路由变容二极管/*&和二分之一波长微带线谐振器组成&利用奇偶模理论分析时&谐振器右端看作电壁&可等效接地%根据奇模等效电路和传输线理论可得其奇模输入导纳为*L 975E T T )J 6L &6E ;#&861&&!&'"!!其中*L &为微带线谐振器X &的特性导纳&#&为微带线谐振器X &的电长度&&&为加载变容二极管/*&的容值%根据传输线谐振器谐振条件&由式!&'"可得变容二极管/*&的容值&与谐振器奇模谐振频率F E T T 的关系为*F E T T )".L &6E ;#&&!&%"!!由式!&%"可知&随着加载的变容二极管/*&容值&&的增大&奇模谐振频率F E T T 减小%改变加载变容二极管/*&的容值&可改变谐振器的奇模谐振频率%偶模等效电路如图$!6"所示&偶模等效电路由二分之一波长谐振器X &'加载枝节X "'变容二极管/*&和变容二极管/*"组成%根据传输线理论可得该电调谐振器的偶模输入导纳为*L 975H [H [)6!1H [H 7&&8L &L 18L &;D 7#&L &J L 1;D 7#&"!&."!!其中*L 1)6L ""1H [H 7&"8L "";D 7#"L ""J 1H [H 7&";D 7#)*G H"!!式!&."中&L &为微带线谐振器X &的特性导纳&#&为微带线谐振器X &的电长度&L "为微带线谐振器加载枝节X "的!投稿网址 \\\!5S 56V N8`!6E W第%期贾建科&等*""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""基于枝节加载多模谐振器的电调微波滤波器设计#"--!#特性导纳&#"为微带线谐振器加载枝节X "的电长度&&&为加载变容二极管/*&的容值&&"为加载变容二极管/*"的容值&1H [H 7为偶模谐振角频率%根据传输线谐振器谐振条件&由式!&."可知变容二极管/*&的容值&&和变容二极管/*"的容值&"与谐振器偶模谐振频率F H [H 7有关&随着加载的变容二极管/*&容值&&和变容二极管/*"容值&"增大&谐振器偶模谐振频率F H [H 7减小%因此改变加载变容二极管的容值&就可改变谐振器的偶模谐振频率%根据式!&&"'!&""可知&枝节加载的多模微带线谐振器的奇模谐振频率与谐振器的长度X &有关&增大谐振器长度&奇模谐振频率减小&偶模谐振频率与谐振器的长度X &和加载枝节的长度X "有关&增大X &和X "的长度&偶模谐振频率减小%根据式!&%"'!&."可知&在不改变枝节加载谐振器几何长度的基础上&通过在谐振器和加载枝节的末端加载变容二极管的方法&可改变谐振器的奇模和偶模谐振频率%改变加载的变容二极管的容值&等效为改变谐振器和加载枝节的几何长度&从而改变谐振器的谐振频率%增大谐振器两端加载的变容二极管/*&的容值&减小谐振器的奇模谐振频率&增大谐振器两端加载的变容二极管/*&和加载枝节末端加载的变容二极管/*"的容值&可减小偶模谐振频率%通过强的外部耦合&使该电调谐振器的奇模谐振频率和偶模谐振频率构成一通带&改变变容二极管/*&多和/*"的容值&可实现滤波器工作频率的电调%多模谐振器的奇模谐振频率和偶模谐振频率二者间的耦合系数G 为*G )F "E T T JF "H [H 7F "E T T 8F "H[H 7!&1"!!由式!&1"可知&由多模谐振器构成的微波带通滤波器&改变多模谐振器的奇模谐振频率和偶模谐振频率&就可改变滤波器的带宽%因此改变变容二极管/*&和/*"的容值&不仅实现了微波滤波器工作频率的电调&还实现了微波滤波器工作带宽的电调%图/!D"给出了奇模谐振频率随加载变容二极管容值的变化曲线%可知随着变容二极管容值的增大&谐振器奇模谐振频率减小%当变容二极管容值较小时&奇模谐振频率变化大&随着变容二极管容值增大&奇模谐振频率变化减小%改变加载在谐振器两端的变容二极管的容值可改变谐振器的奇模谐振频率%图/!P "给出了偶模谐振频率随加载变容二极管容值的变化曲线%随着加载在谐振器短路端和加载枝节短路端可变二极管容值的增大&谐振器的偶模谐振频率减小%改变加载在谐振器两端的变容二极管的容值也可改变谐振器的偶模谐振频率%因此通过在谐振器的两端加载变容二极管就可实现谐振器谐振频率的电调(&1"#)%本设计通过在开路枝节加载的双端开路谐振器的开路端和加载枝节端加载变容二极管的方法构成了一电调微带多模谐振器&并利用该电调谐振器设计电调滤波器%枝节加载的谐振器具有多模谐振特性&因此利用电调枝节加载谐振器不仅可实现滤波器的小型化&同时实现滤波器工作图/!谐振频率随加载变容二极管容值的变化曲线频率和带宽的电调%C !枝节加载多模谐振器的电调滤波器设计枝节加载多模谐振器由于加载枝节的微扰&传输线谐振器简并模分裂&形成奇模和偶模谐振频率&辅以强的耦合方式就可构成带通滤波器(/)%因此由一个枝节加载谐振器设计的微波滤波器可以有效减小滤波器的尺寸&实现滤波器的小型化%本文利用枝节加载的电调多模谐振器设计了一电调微波滤波器&通过平行耦合线馈电&在枝节加载谐振器的开路端和加载的枝节上串联变容二极管实现微波滤波器工作频率的电调%该电调微波滤波器由枝节加载谐振器'变容二极管'平行耦合馈线组成&滤波器拓扑结构如图'所示%图'!枝节加载谐振器的电调微波滤波器谐振器由两端开路的谐振器和加载的短路枝节组成&其长度为"X &&加载的短路枝节长度为X "%在谐振器的开路端和加载枝节的短路端串联变容二极管/*&和/*"&X $为平行耦合馈线&馈线末端放置耦合线X /%介质基板材料选!投稿网址 \\\!5S 56V N8`!6E W!!计算机测量与控制!第$#""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""卷#$##!#用X E I H Q SX Z -2L Q E 9T '11#&相对介电常数为"?%'&介质基板厚度4)&W W %谐振器的长度决定奇模谐振频率&而谐振器的长度和加载枝节长度决定偶模谐振频率&改变谐振器和加载枝节的长度就可改变滤波器的工作频率和带宽%通过改变变容二极管的偏置电压&就可改变变容二极管的容值&实现滤波器工作频率和带宽的电调%因此在谐振器的短路端和加载枝节端加载可变电容器和偏置电路&改变偏置电路的偏置电压&就可改变变容二极管的容值&实现滤波器频率的电调%该滤波器的馈电方式采用平行耦合线X $馈电&平行耦合线X $和谐振器枝节X &之间实现电耦合%微带线X '是阻抗匹配线&其宽度为3'%为了增强滤波器的通带选择性&引入源和负载耦合的方法&在滤波器的上边带引入了一传输零点&该源和负载的耦合是容性耦合%输入输出平行耦合线X $的末端相互靠近&二者之间实现耦合&即源和负载耦合&耦合方式是电耦合&二者之间的间距为=$%减小两平行耦合线X $的间距=$的值&当=$d "W W 时&通带右边未引入传输零点&随着间距=$的减小&当=$d #?/W W 时&通带右边引入了一个传输零点9W $&如图%所示%图%给出了引进源和负载耦合时&滤波器通带选择性的变化曲线%从图%可知&引进源和负载耦合&即减小输入输出馈线末端的距离=$&通带右边引入新的传输零点&滤波器通带选择性增强%在馈线X $末端放置耦合线X /&进一步增强了源和负载的耦合&滤波器的通带选择性增强%图.给出了添加耦合线X /后&滤波器通带选择性的变化曲线&从图.可知&添加耦合线X /后&滤波器过渡带更加陡峭&通带选择性进一步加强%馈线X $和耦合线X /的间距为="&放置耦合线X /后滤波器的传输零点9W "和9W $更靠近通带&滤波器的通带选择性进一步增强%耦合线X /的长度'馈线X $和耦合线X /的间距="的大小都影响传输零点9W "和9W $的位置%馈线X $与谐振器的间距为=&&馈线末端耦合线X /与平行耦合馈线X $间距为="&谐振器末端通过过孔接地&过孔直径为5%通过仿真优化可得该滤波器的尺寸&X &d /'W W &3&d "W W &X "d $W W &3"d /W W &X $)$'?-W W &3$d #?/W W &X /d &#W W &3/)#?"W W &X ')"/?'W W &3')'?%W W &=&)#?&W W &=")#?"W W &5)#?1W W %最后仿真了该频率可调滤波器&仿真结果如图1所示%图1给出了变容二极管容值与滤波器工作频率的变化关系&滤波器的工作频率随着变容二极管容值的增大在减小%仿真过程中&加载枝节X "端的变容二极管/*"容值为'<R &变容二极管用容性边界等效%由图1可知&随着谐振器端加载变容二极管容值/*&的增大&滤波器的工作频率逐渐减小&变容二极管/*&的可调范围为"!&#<R &超过该范围滤波器的带内和带外特性变差$滤波器的频率可调范围为"?&#!"?/#B C `&频率变化范围为$##aC `%通过改变加载在谐振器的开路端和加载枝节端变容二极管的容值&实现了微波滤波器频率的电调&但该电调微波滤波器的带宽随着变容二极管容值的增大&带宽增大&即该电调滤波器图%!引进源和负载耦合时通带选择性的变化曲线图.!添加耦合线的滤波器通带选择性的变化曲线图1!枝节加载的电调滤波器M "&参数曲线实现了滤波器频率电调&但滤波器带宽不恒定%由图1可知&该电调微波滤波器的阻带衰减不理想&下阻带最小衰减"#T Y &上阻带的最小衰减为$#T Y &不能满足微波滤波器的带外衰减要求&这主要是由于微带传输线谐振器的周期性%为了增大带外衰减&可通过在带外引入传输零点的方法%为了在带外引入传输零点&提出了一种新型的频变馈电结构&如图-所示%该馈电结构由输入输出耦合和源和负载耦合组成%输入输出耦合馈电结构采用平行线耦合馈电结构&包括电容&和一段接地短路线%该接地短路线由长度为X $的传输线和长度为X /的短路线构!投稿网址 \\\!5S 56V N8`!6E W第%期贾建科&等*""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""""基于枝节加载多模谐振器的电调微波滤波器设计#$#&!#图-!新型频变馈电结构的电调微波滤波器图&#!新型频变馈电结构的电调微波滤波器M "&参数曲线成&传输线X /实现输入输出耦合馈电%源和负载耦合结构由开路线构成&该开路线包括传输线X %'X .和X 1&开路线之间的间距=$和X 1决定带外传输零点的位置%因此滤波器整个耦合路径包括输入输出耦合路径和源和负载耦合路径&输入输出耦合路径为主耦合路径%当这两个耦合路径相位相反&幅度相等时&出现传输零点%图&#为该新型频变馈电结构电调微波滤波器的传输特性仿真曲线%从图&#可知&利用新型的频变馈电结构&在该电调滤波器的上阻带引入一个新的传输零点%与图1的曲线相比&该电调滤波器的上阻带和下阻带的衰减大于$#T Y %因此引入该新型频变馈电结构不仅引入传输零点&也改善了滤波器的带外衰减特性%D !结束语本设计在分析枝节加载微带线多模谐振器的基础上&提出了一种频率可调谐振器&并利用该谐振器设计了一频率可调的微波电调滤波器&并实现了微波滤波器的小型化%通过仿真优化确定了滤波器几何尺寸&给出该滤波器的拓扑结构%从仿真结果可知&该微波滤波器可实现滤波器工作频率的电调&随着加载变容二极管容值的减小&滤波器的工作频率增大&带宽逐渐减小&未实现滤波器工作带宽的恒定%为了改善滤波器的阻带衰减特性&提出一种新型的频变馈电结构&有效改善了滤波器的带外衰减特性&并在上阻带引入了一新的传输零点%参考文献(&)>)(4O 24+&O G G @(&=K X >A a U !A H ^;I H 7H Q D ;9E 7-T N7D W 96S <H 6;Q L WD 66H S S -6E I 79;9[H Q D T 9E\9Q H V H S S7H ;\E Q 8S *>S L Q [H N (0)!U E W <L ;H QA H ;\E Q 8S &"##%&'#!&$"*"&"."&'-!(")徐梦颖&卢!毅&周!杰!一种认知无线电频谱分配的精英量子狼群算法(0)!现代电子技术&"#"&&//!&/"*$$$.!($)C 3A B0M &O >A U >M Z G X a0!U Q E S S ]6E L <V H TW 96Q E S ;Q 9<JD 9Q ]<97]Q H S E 7D ;E Q R 9V ;H Q S (0)!4G G GZ Q D 7S !a 96Q E \!Z J H E Q N Z H 6J !&&--1&/%!&"*&&1&""!(/)李!涛&陈春红&吴!文!频率可重构双通带带通滤波器的设计(0)!微波学报&"#&'&$%!&#"*&'$&'%!(')张友俊&贾式钰!基于Z 型谐振器的新型可重构滤波器的设计(0)!微波学报&"#&-&$'!%"*%&%'!(%)高瑞平&曹良足!带宽恒定的电调带通滤波器(0)!压电与声光&"#"#&/"!&"*&"&'!(.)a3A 2>O *&a>A 2>O a )!2H S 9I 7E RT L D V ]P D 7TP D 7T <D S S R 9V ;H Q S L S 97I S ;L P ]VE D T H TE <H 7]V E E <Q H S E 7D ;E Q S (0)!4G G G Z Q D 7S E 7a 96Q E \D [HZ J H E Q N ZH 6J !&"##1&'%!&"*&'#&''!(1)+CK O &M K AM &a G A +G O @!K V ;Q D ]\9T H P D 7T !K@Y "P D 7T ]<D S S R 9V ;H Q SL S 97I W L V ;9<V H ]W E T HQ H S E 7D ;E Q (0)!4G G G a 96Q E \!@9Q H V !U E W <E 7!O H ;;!&"##'&&'!&&"*.-%.-1!(-)M K AM0&@KY &M K Z &H ;D V !@9T H P D 7TT L D V ]W E T HW 96Q E S ;Q 9<R 9V ;H QL S 97I S J E Q ;]H 7T H T Q H S E 7D ;E Q\9;J 6H 7;Q D V V NV E D T H T 97T L 6;9[H M ;L P (0)!4G G G Z Q D 7S !a 96Q E \!Z J H E Q N ZH 6J !&"#&"&%#!&""*$%%.$%.$!(&#)南敬昌&左嫣然&高明明!一种基于开路枝节加载的新型双陷波超宽带滤波器(2)!重庆邮电大学学报"#"#&$"!%"*-.%-1"!(&&)王旭光&杨维明&尤旭颖&等!基于枝节加载谐振器的新型三频带通滤波器设计(0)!电子学报&"#&-!/.!/"*-.#-.'!(&")刘泽南&肖如奇&杨!国&等!基于枝节线加载谐振器的可调滤波器设计(0)!微波学报&"#&.&$$!'"*%-."!(&$)2G A B*C &0C G A B0C!>S \9;6J H T Q H 6E 7R 9I L Q D P V H J 9IJ ]9S E ]V D ;9E 7T L D V ]P D 7T P D 7T <D S SR 9V ;H Q (0)!a 96Q E \D [HD 7T @9Q H V H S S U E W <E 7H 7;SO H ;;H Q S &4G G G &"#&&&"&!""*.&.$!(&/)M p A U C G +X a!C 9I J ]S H V H 6;9[9;N;L 7D P V H <V D 7D Q 6E W P V 97H R 9V ;H Q \9;JS E L Q 6H -V E D T ]W L V ;9Q H S E 7D ;E Q 6E L <V 97I (0)!a 96Q E \D [HD 7T @9Q H V H S SU E W <E 7H 7;SO H ;;H Q S &4G G G &"##.&&.!."*'&$'&'(&')@>A B C &U CK g ,&B 3A B0g!>6E W <D 6;\9T H P D 7TW 9]6QE S ;Q 9<R 9V ;H Q L S 97I R E V T H TW L V ;9<V H ]W E T H Q H S E 7D ;E Q (0)!4G G G a 96Q E \!@9Q H V !U E W <E 7!O H ;;!&"##-&&-!'"*"1."1-!(&%)+C >A B,(&U C G A0,&,K Gg &H ;D V !2L D V ]P D 7T P D 7T <D S S R 9V ;H Q S L S 97I S ;L P ]VE D T H T Q H S E 7D ;E Q S (0)!4G G G a 96Q E \!@9Q H V !U E W <E 7!O H ;;!&"##.&&.!1"*'1$'1'!(&.)张!博&李虎斌!一种双传输零点电调滤波器的设计与实现(0)!电子元件与材料&"#"&&/#!$"*"'."%#!(&1)张?霞&林!磊!基于多模谐振器的双通带滤波器(0)!现代雷达&"#&1&/#!1"*%..#!(&-)陈鲁巧&申振宁&丁义涛!一种新型的紧凑型2B M 共模抑制滤波器设计(0)!计算机测量与控制&"#&.&"'!1"*"/1"'&!("#)王鑫亮&李!晶&刘!洁&等!开路枝节加载双模微波滤波器研究(0)!无线电工程&"#&%&/%!."*/-'&!!投稿网址 \\\!5S 56V N8`!6E W。

枝节加载的高性能双模双频段滤波器王斌;官雪辉;王晓燕;袁野;刘海文【期刊名称】《华东交通大学学报》【年(卷),期】2012(000)006【摘要】随着通信产业的蓬勃发展，双频段无线通信系统对双频段滤波器的要求愈来愈高.实现滤波器的带宽和中心频率可控且保持良好的阻带特性一直是难以解决的问题.该文提出了一种采用枝节加载双模开环谐振器设计的微带双模双频段滤波器.该双模双频段滤波器是通过两个工作在不同频段的单频段双模滤波器并联而成的，因此滤波器两个频段的带宽和中心频率是独立可控的.在滤波器的设计中，采用延长耦合馈线的方法实现了过耦合，进而达到了抑制寄生通带的效果.最后，设计了一个工作在2.4/3.5 GHz的应用于无线通信领域的双频段带通滤波器，并对其进行了加工和测量.测量结果和仿真结果的良好吻合验证了设计理论的合理性.【总页数】5页(P6-10)【作者】王斌;官雪辉;王晓燕;袁野;刘海文【作者单位】华东交通大学信息工程学院,江西南昌 330013;华东交通大学信息工程学院,江西南昌 330013;华东交通大学信息工程学院,江西南昌 330013;华东交通大学信息工程学院,江西南昌 330013;华东交通大学信息工程学院,江西南昌330013【正文语种】中文【中图分类】TN713.5【相关文献】1.枝节加载的双模微带滤波器设计 [J], 任鹏婷;杨华;闫静;董红松2.开路枝节加载双模微波滤波器研究 [J], 王鑫亮;李晶;刘洁;位朝垒3.偶模耦合强于奇模的枝节加载双模滤波器研究 [J], 位朝垒;李晶4.短路枝节加载双模滤波器研究 [J], 位朝垒;李晶5.加载3种枝节的小型化宽带带通滤波器 [J], 刘新月;冯立营;马尚刚因版权原因，仅展示原文概要，查看原文内容请购买。

开路枝节加载双模微波滤波器研究王鑫亮;李晶;刘洁;位朝垒【摘要】The open stub loaded dual-mode microwave filters with source-load coupling(S-L coupling)are studied.The distribution rules of inherent transmission zeroes are studied by the transmission zero theory. The distribution rules of the extra transmission zeroes are studied theoretically by the phase relation of all signal paths of the dual-mode filter with S-L coupling.Finally,the open stub-loaded dual-mode filters are validated by two filter instances.The research of this paper makes the open stub-loaded dual-mode filter approach perfect.%为了使信道中微波滤波器更加小型化，双模滤波器逐渐成为研究热点，综合研究了源与负载间存在耦合的开路枝节加载双模滤波器的频响规律。

通过传输零点理论推测了此类双模滤波器固有传输零点的分布规律，通过各通路信号的相位关系，在理论上推测了附加传输零点的分布规律。

通过2种该类型滤波器实例验证了理论推测的正确性，使该类型滤波器趋于完备。

【期刊名称】《无线电工程》【年(卷),期】2016(046)007【总页数】4页(P49-51,70)【关键词】滤波器;双模;枝节加载;S-L couple【作者】王鑫亮;李晶;刘洁;位朝垒【作者单位】中国电子科技集团公司第五十四研究所，河北石家庄050081;中国电子科技集团公司第五十四研究所，河北石家庄050081;河北诺亚人力资源开发有限公司，河北石家庄050001;中国电子科技集团公司第五十四研究所，河北石家庄050081【正文语种】中文滤波器是信道系统中的重要器件，其性能直接影响整个系统的性能。

支节加载双模带通滤波器设计刘新红【摘要】High and low impedance microstrip lines of stepped impedance resonator are connected, and the input and output strong couplings need to reduce the coupling distance to square ring dual⁃mode resonator,but the circuit board production is difficult if the distance is too short.It is proposed that high and low impedance microstrip lines are connected vertically and the input and output are at the connection,so that the high and low impedance microstrip lines can couple with the square ring resonator,and the input and output can also be coupled.The coupling between stepped impedance resonator and square ring resonator and direct coupling between input and output both are enhanced. The simulation results show that the circuit size is reduced while the performance of filter is improved.%阶梯阻抗谐振器高低阻抗微带线直线连接，实现输入输出强耦合需要减小和方形环双模谐振器之间的耦合距离，距离过小会造成实物加工困难。