第35卷第2期西南师范大学学报(自然科学版)2010年4月Vol135N o12Journal of Southwest China Normal University(Natural Science Edition)A pr12010文章编号:1000-5471(2010)02-0142-06一种双正交零中频接收机的设计和电路实现田克纯,周武中,陈宏滨,覃远年桂林电子科技大学信息与通信学院,广西桂林541004摘要:零中频接收机以其低功耗和易于单片集成等优点,已经成为射频接收机发展的重要方向,但它也存在固有的缺陷,如相位偏移导致的IQ不平衡和直流漂移.双正交零中频接收机采用交叉混频的双正交结构降低IQ不平衡对相位偏移的敏感度,并采用差分放大的形式消除直流漂移问题.通过对一种双正交零中频接收机进行改进、仿真和电路实现,电路测试结果和仿真结果相符.关键词:零中频接收机;IQ不平衡;直流漂移;双正交中图分类号:TN91411文献标识码:A零中频接收机具有体积小、成本低和易于集成等优点,已经成为无线射频接收机极具竞争力的一种形式[1].传统的单正交零中频接收机如图1所示,它存在一些固有的缺陷,如直流漂移[2-4]使得信噪比变差,而且大的直流偏移可能使混频器后的各级放大器饱和,无法放大有用信号,另外还有相位误差导致的IQ不平衡.在文献[5-8]中,作者讨论了加性高斯白噪声信道下IQ不平衡的数字补偿方法.特别地,文献[5-7]中提出了自适应的补偿方法,但是这些方法不适用于频率选择性衰落信道.目前很少有人讨论在频率选择性衰落信道环境下的IQ不平衡校正方法,而无线通信的信道多为频率选择性衰落信道.在频率选择性衰落信道环境下,信道失真和IQ不平衡会引入镜像干扰,并且信道失真和IQ不平衡的效果相乘输出,要想将二者分开是很困难的.为了克服单正交零中频接收机存在的问题,有人提出一种交叉混频的双正交零中频接收机结构[9].然而,它仅限于启发性的设计,没有具体的分析、计算机仿真和电路实现.本文改进、仿真并电路实现一种双正交结构的零中频接收机,在该接收机中,射频信号经过宽带移相器移相后分成两路分别进行单正交混频,然后信号经过差分放大,消除零中频接收机存在的自混频产生的直流问题,最后低通滤波后的信号送到数字信号处理器进行基带信号处理.对比仿真和电路测试的结果我们发现这种结构基本不受接收机的相位误差导致IQ不平衡的影响,而且接收机的性能不会因相位的偏移而急剧变差,信噪比保持良好.图1传统的单正交零中频接收机¹收稿日期:2009-08-14基金项目:广西自然科学基金(0832245);广西教育厅科研项目(200708M S005).作者简介:田克纯(1950-),男,广西桂林人,教授,硕士生导师,主要从事无线通信系统和移动通信系统的研究.1 双正交零中频接收机零中频接收机是一种新的接收机形式,因体积小、易集成等优点已成为未来通信射频接收机的发展方向,它能克服零中频接收机固有存在的直流漂移和IQ 不平衡问题[5-6].单正交零中频接收机采用一次混频,其性能对相位偏移特别敏感,当相位发生偏移时,接收机的性能会急剧的变差.双正交零中频接收机对相位的偏移反应很小,性能基本保持不变.对零中频接收机存在的直流漂移问题,可以采用差分放大的形式解决,对混频过后的直流进行差分放大消除两端的直流分量.差分放大的信号再进行加减运算送到数字信号处理器进行基带信号处理.改进的双正交零中频接收机系统原理框图如图2所示.图2 改进的双正交零中频接收机原理框图下面我们对该接收机进行简要的信号分析.设输入的射频信号为RF =Q(t)cos w c t -I (t)sin w c t,本振相移误差为H 1,则有LO.I =sin (w c t),LO.Q =co s (w c t +H 1),射频信号的相移误差为H 2,则有RF 1=Q(t)cos (w c t +90b +H 2)-I (t)sin (w c t +90b +H 2)=I (t)cos (w c t +H 2)-Q(t)sin (w c t +H 2).RF *L O.I =[Q(t)cos w c t -I (t)sin w c t]*sin (w c t)=Q(t)2sin (2w c t)-I (t)2[1-cos (2w c t)]=-I (t)2;(第1路信号)RF *L O.Q =[Q(t)cos w c t -I (t)sin w c t]*cos (w c t +H 1)=Q(t)2[cos (2w c t +H 1)+cos H 1]-I (t)2[sin (2w c t +H 1)-sin H 1]=Q(t)2*cos H 1+I (t)2*sin H 1;(第2路信号)RF 1*LO.Q =[I (t)cos (w c t +H 2)-Q(t)sin (w c t +H 2)]*cos (w c t +H 1)=I (t)2[cos (2w c t +H 1+H 2)+cos (H 2-H 1)]-Q(t)2[sin (2w c t +H 1+H 2)-sin (H 2-H 1)]=I (t)2co s (H 2-H 1)+Q(t)2sin (H 1-H 2);(第3路信号)RF 1*LO.I =[I (t)co s w c t -Q(t)sin w c t]*sin (w c t +H 1)=I (t)2[sin (2w c t +H 1)+sin H 1]-Q(t)2[cos (2w c t +H 1)-cos H 1]=Q(t)2cos H 2-I (t)2sin H 2.(第4路信号)上述信号经过低通滤波后的信号为X I (t)=I (t)2+I (t)2cos (H 2-H 1)+Q(t)2sin (H 1-H 2).X Q (t)=Q(t)2(cos H 2+co s H 1)+I (t)2(sin H 1-sin H 2).2 双正交零中频接收机关键部件的设计与仿真本节我们详述该双正交零中频接收机主要部件即射频宽带移相器的设计过程和对整个接收机的仿真结果.211 射频宽带移相器零中频接收机存在的固有缺陷就是当本振发生相位偏移时会导致接收机的IQ 不平衡使得系统性能急143第2期 田克纯,等:一种双正交零中频接收机的设计和电路实现剧下降.一般可以用RC -CR 移相网络产生正交本振信号,RC -CR 相移网络将输入信号分别移相?45b ,在输出端产生两路正交的IQ 信号[10],但是输出的IQ 两路正交信号只在频率点w =1RC幅度才保持一致,而且单级的RC -CR 相移网络只在单频上才能达到完全的增益匹配.相位和增益的匹配对RC -CR 相移网络的适配特别敏感.本系统中为了降低零中频接收机对相位偏移的敏感度,在射频前端加了一个宽带移相模块.文献[9]中采用两级的宽带移相网络,我们对其进行改进,采用三级的宽带移相网络,其结构如图3所示.图3 三级宽带移相网络调整RC 的值使前两级网络分别谐振在频率点f 1=12P R 1C 1和f 2=12P R 2C 2,对于频率在f 1~f 2之间的输入信号就可以得到高度增益匹配和相位准确性的正交信号.最大增益误差发生在两个谐振频率的几何均值频率点上,因此我们又加了一级RC 网络且第三级谐振频率位于其他两级谐振频率的几何均值处.仿真波形和幅度衰减和相频特性测试结果如图4和图5所示.图4 输入信号频率在160~640MH z的仿真波形图5 输入信号频率在160~640M H z 的幅度衰减和相频特性图从上述仿真结果可知,输出信号在全频段都能很好的保持正交性,只是在不同的频段存在不同的幅度衰减,因此必须使输入信号在设计的宽带移相范围内,本文设计的输入信号在160~640MH z 频段时幅度衰减范围为-5154~-51636dB,幅度的衰减量误差为01196dB,这个误差范围不影响系统的性能且相位保持严格的正交符合系统设计的要求.212 接收机仿真模型及结果输入信号是QPSK 的调制信号源和Q PSK 移相90b 的调制信号源,信号源模块的输出分成IQ 两路对QPSK 信号进行解调输出[11].接收机的仿真模型框图如图6所示.144西南师范大学学报(自然科学版) 投稿网址http://xbgjx t 1sw u 1cn 第35卷图6 双正交零中频接收机仿真模型当接收机的本振误差为H 1=011P 、宽带移相误差为H 2=0时,对上述模型的输出信号与单正交的零中频接收机结构的输出信号同时进行矢量分析,结果如图7所示.由图7可见,双正交零中频接收机结构对相位的敏感度明显低于单正交零中频接收机结构.再考虑当接收机前端的宽带移相也存在相位误差的情况:一种情况:H 1=011P 、H 2=0105P ;另一种情况:H 1=0105P 、H 2=011P .两种情况对应的矢量图如图8所示.图7 两种接收机有相同相位误差时的矢量图图8 H 1和H 2存在不同的相位误差时的矢量图 观察图8可知:当双正交的零中频接收机同时存在宽带移相变量H 2和本振误差变量H 1时,H 1、H 2大小交替变化,接收机的信噪比没有很大的降低.该系统模型与单正交零中频接收机模型的相位误差与信噪比之间的关系如图9所示.图9 两种接收机结构的本振相位误差与信噪比的关系观察图9可见,双正交结构的接收机对相位偏移的敏感度明显低于单正交结构,相位偏移误差对接收机性能的影响很小,对现代高集成度器件的工艺偏差不敏感,使其更能满足未来移动通信终端小尺寸、低145第2期 田克纯,等:一种双正交零中频接收机的设计和电路实现价格、低功耗的要求.3 电路矢量测试及分析本节对改进的双正交零中频接收机进行电路测试,接收机电路结构图如图10所示.图10接收机电路硬件结构图图11 5b 相位偏移两种接收机矢量图针对上述信号传输,存在不同相位偏移时比较接收IQ 信号的结果.当相位偏移5b 时的接收信号的IQ 的矢量测试如图11所示.当相位偏移时10b 时的接收信号的IQ 的矢量测试结果如图12所示.当相位偏移15b 时的接收信号的IQ 的矢量测试结果如图13所示.观察存在5b ,10b ,15b 相位误差时单正交接收机结构和双正交接收机机构的矢量图可见,单正交接收机的性能会随着相位偏移的增大而急剧变差,但双正交接收机的性能变化很小,其IQ 矢量图优于单正交接收机的IQ 矢量图.图12 10b 相位偏移两种接收机矢量图图13 15b 相位偏移两种接收机矢量图4 结 论本文改进并电路实现了一种交叉混频双正交结构的零中频接收机,该接收机能克服传统单正交零中频接收机存在的IQ 不平衡对相位偏移特别敏感以及直流漂移问题.从计算机仿真和电路测试结果可以看出这种结构降低了系统性能对器件工艺偏差和相位偏移的敏感度,提高了零中频接收机的性能.参考文献:[1]N amgo ong W ,M eng T H.Direct -conversion RF R eceiv er Design [J].IEEE T ransactions on Co mmunicatio ns,2001,49(3):518-529.[2] M a V K ,Y lamurto T.Analysis of I/Q Imba lance o n Initial F requency Offset Est imatio n in Direct Dow n -co nv ersion Re -ceivers [C].in Pr oc.I EEE T hir d W or kshop on Sig nal Pr ocessing A dv ances in Wireless Communications,2001:158-161.146西南师范大学学报(自然科学版) 投稿网址http://xbgjx t 1sw u 1cn 第35卷[3] K ir kland W R,T eo K H.I/Q Disto rtion Cor rectio n fo r OF DM Dir ect Conver sion Receiver [J].Electr onics L etters,2003,39(1):131-133.[4] Tubbax J,Fort A,Donnay S.Joint 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caused by phase shift and utilizes differential ampl-i fication to eliminate DC dr ift.T his paper improves a biorthog onal zer o -IF receiver ,sim ulates it and imple -m ents it by circuits.The cir cuit measurem ent results coincide w ith the simulation results.Key words:zero -IF receiver;IQ im balance;DC drift;biorthog onal责任编辑 汤振金 147第2期 田克纯,等:一种双正交零中频接收机的设计和电路实现。
