峰值电流模式控制总结
PWM (Peak Current-mode Control PWM)
峰值电流模式控制简称电流模式控制。它的概念在60年代后期来源于具有原边电流保护功能的单端自激式反激开关电源。在70年代后期才从学术上作深入地建模研究。直至80年代初期，第一批电流模式控制PWM集成电路（UC3842、UC3846）的出现使得电流模式控制迅速推广应用，主要用于单端及推挽电路。近年来，由于大占空比时所必需的同步不失真斜坡补偿技术实现上的难度及抗噪声性能差，电流模式控制面临着改善性能后的电压模式控制的挑战。如图1所示，误差电压信号 Ue 送至PWM比较器后，并不是象电压模式那样与振荡电路产生的固定三角波状电压斜坡比较，而是与一个变化的其峰值代表输出电感电流峰值的三角状波形或梯形尖角状合成波形信号U
Σ比较，然后得到PWM脉冲关断时刻。因此(峰值)电流模式控制不是用电压误差信号直接控制PWM脉冲宽度，而是直接控制峰值输出侧的电感电流大小，然后间接地控制PWM脉冲宽度。
图1采用斜坡补偿的BUCK电流型控制
1. 峰值电流模式控制PWM的优点:
①暂态闭环响应较快，对输入电压的变化和输出负载的变化的瞬态响应均快；峰值电流模式控制PWM是双闭环控制系统，电压外环控制电流内环。电流内环是瞬时快速按照逐个脉冲工作的。功率级是由电流内环控制的电流源，而电压外环控制此功率级电流源。在该双环控制中，电流内环只负责输出电感的动态变化，因而电压外环仅需控制输出电容，不必控制LC储能电路。由于这些，峰值电流模式控制PWM具有比起电压模式控制大得多的带宽。
②虽然电源的L－C滤波电路为二阶电路，但增加了电流内环控制后，只有当误差电压发生变化时，才会导致电感电流发生变化。即误差电压决定电感电流上升的程度，进而决定功率开关的占空比。因此，可看作是一个电流源，电感电流与负载电流之间有了一定的约束关系，使电感电流不再是独立变量，整个反馈电路变成了一阶电路，由于反馈信号电路与电压型相比，减少了一阶，因此误差放大器的控制环补偿网络得以简化，稳定度得以提高并且改善了频响，具有更大的增益带宽乘积。在小信号分析时，这种电路可以忽略电感的存在。因此，在整流器的输出端，增益和相移是由并联的输出电容和负载电阻确定的。这样，电路最多只有900相移和20分贝/十倍频而非40分贝/十倍频的增益衰减。
③输入电压的调整可与电压模式控制的输入电压前馈技术相妣美；
④简单自动的磁通平衡功能；
⑤瞬时峰值电流限流功能，即内在固有的逐个脉冲限流功能；
⑥自动均流并联功能。
2峰值电流型控制存在的问题
下面主要讨论峰值电流型控制存在的问题及利用斜坡补偿克服所存在问题的方法，并给出斜坡补偿的实施方案。
2.1开环不稳定性
在不考虑外环电压环的情况下，当恒频电流型变换器的占空比大于50％时，就存在内环电流环工作不稳定的问题。然而有些变换器（如双管正激变换器）它本身工作的脉冲占空比就不能大于50％，因此不存在问题。而有些变换器的脉冲占空比不大于50％时，它的输入将会受到许多限制，如果在内环加一个斜坡补偿信号，则变换器可以在任何脉冲占空比情况下正常工作。下面介绍斜坡补偿工作原理。
图2表示了由误差电压Ve控制的电流型变换器的波形，通过一个拢动电流△I加至电感，当占空比<0.5时，从图2(a)所示可以看出这个拢动ΔI将随时间的变化而减小；电流I
L
但当占空比>0.5时，这个拢动将随时间增加而增加，如图2（b）所示。这可用数学表达式表示：
ΔI1=－ΔI0(m2/m1)(1)
进一步可引入斜率为m 的斜坡信号，如图2（c ）所示。这个斜坡电压既可加至电流波形上，也可以从误差电压中减去。
图2电流型变换器的开环不稳定性
(a) D<0.5 (b)D>0.5 (c)D>0.5并加斜坡补偿
图3 局部放大图
由 几 何 关 系 可 知
10m ab m ab ce ac i ?+?-=+=?
m ab m ab bd bf i ?+?-=-=?21
式 中 ： m 为 补 偿 信 号 上 升 斜 率 ；
m1为 电 感 检 测 电 流 上 升 率 ；
m2为 电 感 检 测 电 流 下 降 率 。
所 以 ， 经 过 一 个 开 关 周 期 后 ， 输 出 电 感 中 电 流 的 变 化 为 ΔI 1=ΔI 0（m-m 2）/(m 1-m)（2）
要 系 统 稳 定 ， 偏 移 电 流 量 必 须 趋 近 于 零 ， 即
0lim =?=∞
→n n i 故 系 统 稳 定 的 充 要 条 件 是
112<--m
m m m 因 为 在 稳 定 条 件 下 ， D· m 1=-(1－ D)m 2， 消 去 m 1， 整 理 后 ， 峰 值 电
流 控 制 系 统 稳 定 充 要 条 件 为
()32122 D
D m m ->
由 式 （ 3） 可 知 ， 当 没 有 斜 率 补 偿 时 ， 即 m=0， 必 须 要 求 占 空 比
D < 0.5， 这 就 是 理 论 上 不 加 补 偿 时 ， 占 空 比 D>0.5时 系 统 将 不 稳 定 ；
在100％占空比下求解这个方程（3）有：
m>(－1/2)/m2 (4)
为了保证电流环路稳定工作，应使斜坡补偿信号的斜率大于电流波形下降斜率m2的1/2。对图1所示的Buck 型变换器，m2等于(VO/L)RS 。所以补偿波形的幅度A 应按下式计算： A>T*RS(VO/L) (5)
从而保证变换器的占空比大于50％时变换器能稳定工作。在 控 制 工 程 实 际 中 ， 补 偿 斜 率 m 一 般 取 为 m=(0.7～ 0.8)m2， 这 样 既 保 证 了 系 统 符 合 稳 定 条 件 ， 又 保 证 了 系 统 动 态 指 标 。
2.2次谐波振荡
对电流型控制而言,内环电流环峰值增益是个很重要的问题，这个峰值增益在开环频率一半的地方，由于调制器的相移可能在电压反馈环开关频率一半的地方产生振荡,这种不稳定性叫做次谐波振荡。
2.3 峰值电流检测与平均电流检测
在电流型变换器中由平均电感电流产生一个误差电压,这个平均电感电流可用一个电流源来代替,并可以降低系统的一个阶次。减小峰值电感电流与平均电流的误差电流模式控制是一种固定时钟开启、峰值电流关断的控制方法。因为峰值电流(流过功率开关或电感上)在实际电路中容易进行采样，而且在逻辑上与平均电感电流大小变化相一致。但是，电感电流与输出平均电流之间存在一定的误差，峰值电感电流的大小不能与平均电感电流大小一一对应，因为在占空比不同的情况下，相同的峰值电感电流可以对应不同的平均电感电流，如图4所示。
而平均电感电流是唯一决定输出电压大小的因素。与消除次谐波振荡的方法类似，利用斜波补偿可以去除不同占空比对平均电感电流大小的影响，使得所控制的峰值电感电流最后收敛于平均电感电流，如图5所示。在数学上可以证明，将电感电流下斜坡斜率的至少一半以上斜率加在实际检测电流的上斜坡上，可以去除不同占空比对平均电感电流大小的扰动作用，使得所控制的峰值电感电流最后收敛于平均电感电流。因而合成波形信号U
Σ要有斜坡补偿信号与实际电感电流信号两部分合成构成。当外加补偿斜坡信号的斜率增加到一定程度，峰值电流模式控制就会转化为电压模式控制。因为若将斜坡补偿信号完全用振荡电路的三角波代替，就成为电压模式控制，只不过此时的电流信号可以认为是一种电流前馈信号，见图1所示。当输出电流减小，峰值电流模式控制就从原理上趋向于变为电压模式控制。当处于空载状态，输出电流为零并且斜坡补偿信号幅值比较大的话，峰值电流模式控制就实际上变为电压模式控制了。
图4不同占空比时，相同峰值电感电流对应的平均电感电流
图5利用斜波补偿消除不同占空比对平均电感电流的影响
2.4 小纹波电流
从性能的角度总希望纹波电流要小，首先它可以使输出滤波电容的容量减小，并在轻载时的电流连续工作模式下输出纹波小。虽然对电流检测电路的小斜坡补偿量，在许多情况下可以得到小的纹波电流，但将由于随机和同步噪声信号的引入而致使脉冲宽度摆动。并且斜坡补偿加到电流波形上将会产生一个更稳定的开关点，为达到这个目的，相对于电感电流这个补偿量m应大于m2，并且这对次谐波稳定是有必要的。但任何斜坡补偿大于m=－(1/2)m2将使变换器的特性偏离理想电流型变换器而更像一个电压型变换器。
2.5 电流型控制不大适合于半桥型开关电源。
这是因为在半桥式电路中，通过桥臂2只电容的放电维持变压器初级绕组的伏－秒平衡；当电流型控制通过改变占空比而纠正伏－秒不平衡时，会导致这2只电容放电不平衡，使电容分压偏离中心点，然而电流型控制在此情况下试图进一步改变占空比，使电容分压更加偏离中心点，形成恶性循环。
3 电流型控制的斜波补偿实例
3.1 3842补偿实例
美国UNITRODE公司生产的电流型PWM控制芯片UC1842/43，具有外电路简单，成本较低等优点。关于它的电性能与典型应用这里不再赘述，只简单介绍一下进行斜波补偿的方法。图6说明了UC1842/43的2种斜波补偿方法：
第一种如图6（a）所示，从斜波端（即脚4振荡器输出端）接一个电阻R1至误差放大器反相输入端（脚2），于是误差放大器输出呈斜波状，再与采样电流比较。第二种方法如图6(b)所示，它从斜波端（脚4）接一电阻R2至电流采样比较器正端（脚3），这时将在Rs上的感应电压上增加斜波的斜率，再与平滑的误差电压进行比较。用这2种方法，均能有效地改善电源的噪声特性。
(a)斜波补偿加至2端 (b)斜波补偿加至3端
图6 利用UC1824/43的2种斜波补偿方法
3.2 UC1846的斜坡补偿
UC1846是一种采用斜坡补偿的电流型集成控制芯片，它具有恒频PWM电流型控制所需的控制电路和相关电路。图7（a）和图7（b）表示采用UC1846实施斜坡补偿的两种电路原理图。在第4脚的电流检测信号和斜坡补偿信号直接相加很容易实现，但这又在电流检测电路中引入了误差。另一种方法就是把这个斜坡补偿加至误差放大器的反相输入端,采用这种方法的前提条件是:
图7 UC1846采用不同斜坡补偿方法的电路原理图
（a）斜坡补偿信号和电流检测信号相加
（b）斜坡补偿信号直接和误差信号相加
——开关频率固定(这种情况下R1/R2固定)，并且误差放大器增益固定；
——计算所需斜坡补偿量时要把电压误差放大器,电流误差放大器的增益都考虑进去。在任何一种情况下,一旦R2的值确定后,负载对CT的影响也可以确定。
对一个简单的峰值电流限制进行改进方法 故障保护是所有电源控制器都有的一个重要功能。几乎所有应用都要求使用过载保护。对于峰值电流模式控制器而言，可以通过限制最大峰值电流来轻松实现这个功能。在非连续反向结构中，为峰值电流设置限制可最终限制电源从输入源获得的功率。但是，限制输入功率不会限制电源的输出电流。如果出现过载故障时输入功率保持不变，则随着输出电压下降，输出电流增加（P=V*I）。发生短路故障时，这会让输出整流器或者系统配电出现难以接受的高损耗。本文利用一些小小的创新和数个额外组件，为您介绍如何对一个简单的峰值电流限制进行改进，将电源变为一个恒定电流源，而非一个恒定功率源。 图1对比了理想输出电压与恒定功率和恒定电流限制的电流。这两种情况下，过载故障保护都在120%最大额定负载时起作用。在一个使用功率限制的系统中，输出电流随负载增加电压反向而增加。在现实系统中，有功率限制的反向控制器会在某个点关闭，原因是控制器的偏压损耗。相比之下，一旦超出过载阈值，有电流限制的系统便会立刻关闭。可以通过直接检测隔离边界二次侧的负载电流，实现电流限制。但是，这样做需要使用更多的电路，效率降低，而且成本一般会高得离谱。 图2 显示了移动设备充电器所使用的一个5V/5W 非连续反向电源的原理图。在范例中，我们使用了UCC28C44 控制器，它是大多数经济型峰值电流模式控制器的代表，拥有功率限制功能。在非连续反向结构中，如果忽略效率影响，可使用方程式1 计算负载功率（P）的大小。 由于变压器电感（L）和开关频率（f）均固定不变，因此可以通过控制峰值一次电流（IPK）对输出电压（VOUT）进行调节。随着输出电流（IOUT）增加，电压开始下降，但是反馈环路要求更高的峰值电流来维持电压调节。 在反向转换器内部，引脚1（COMP）的反馈电压与峰值电流比较。通过R15 检测该峰值
开关电源峰值电流模式控制PWM的优缺点 近年来电流模式控制面临着改善性能后的电压模式控制的挑战，因为这种改善性能的电压模式控制加有输入电压前馈功能，并有完善的多重电流保护等功能，在控制功能上已具备大部分电流模式控制的优点，而在实现上难度不大，技术较为成熟。 由输出电压VOUT 与基准信号VREF的差值经过运放（E/A）放大得到的误差电压信号 VE 送至PWM比较器后，并不是象电压模式那样与振荡电路产生的固定三角波状电压斜波比较，而是与一个变化的其峰值代表输出电感电流峰值的三角状波形或梯形尖角状合成波形信号 VΣ比较，然后得到PWM脉冲关断时刻。因此（峰值）电流模式控制不是用电压误差信号直接控制PWM脉冲宽度，而是直接控制峰值输出侧的电感电流大小，然后间接地控制PWM脉冲宽度。 电流模式控制是一种固定时钟开启、峰值电流关断的控制方法。因为峰值电感电流容易传感，而且在逻辑上与平均电感电流大小变化相一致。但是，峰值电感电流的大小不能与平均电感电流大小一一对应，因为在占空比不同的情况下，相同的峰值电感电流的大小可以对应不同的平均电感电流大小。而平均电感电流大小才是唯一决定输出电压大小的因素。电感电流下斜波斜率的至少一半以上斜率加在实际检测电流的上斜波上，可以去除不同占空比对平均电感电流大小的扰动作用，使得所控制的峰值电感电流最后收敛于平均电感电流。因而合成波形信号VΣ要有斜坡补偿信号与实际电感电流信号两部分合成构成。当外加补偿斜坡信号的斜率增加到一定程度，峰值电流模式控制就会转化为电压模式控制。因为若将斜坡补偿信号完全用振荡电路的三角波代替，就成为电压模式控制，只不过此时的电流信号可以认为是一种电流前馈信号。当输出电流减小，峰值电流模式控制就从原理上趋向于变为电压模式控制。 当处于空载状态，输出电流为零并且斜坡补偿信号幅值比较大的话，峰值电流模式控制就实际上变为电压模式控制了。峰值电流模式控制PWM是双闭环控制系统，电压外环控制电流内环。电流内环是瞬时快速的，是按照逐个脉冲工作的。 功率级是由电流内环控制的电流源，而电压外环控制此功率级电流源。在该双环控制中，电流内环只负责输出电感的动态变化，因而电压外环仅需控制输出电容，不必控制LC 储能电路。峰值电流模式控制PWM具有比起电压模式控制大得多的带宽。以下是开关电源峰值电流模式控制PWM的优缺点： 峰值电流模式控制PWM的优点是： ①暂态闭环响应较快，对输入电压的变化和输出负载的变化的瞬态响应均快； ②控制环易于设计； ③输入电压的调整可与电压模式控制的输入电压前馈技术相妣美； ④简单自动的磁通平衡功能； ⑤瞬时峰值电流限流功能，内在固有的逐个脉冲限流功能； ⑥自动均流并联功能。 峰值电流模式控制PWM的缺点是： ①占空比大于50%的开环不稳定性，存在难以校正的峰值电流与平均电流的误差。 ②闭环响应不如平均电流模式控制理想。 ③容易发生次谐波振荡，即使占空比小于50%，也有发生高频次谐波振荡的可能性。因而需要斜坡补偿。 ④对噪声敏感，抗噪声性差。因为电感处于连续储能电流状态，与控制电压编程决定的电流电平相比较，开关器件的电流信号的上斜波通常较小，电流信号上的较小的噪声就很容易使得开关器件改变关断时刻，使系统进入次谐波振荡。 ⑤电路拓扑受限制。
峰值电流模式控制总结 PWM (Peak Current-mode Control PWM) 峰值电流模式控制简称电流模式控制。它的概念在60年代后期来源于具有原边电流保护功能的单端自激式反激开关电源。在70年代后期才从学术上作深入地建模研究。直至80年代初期，第一批电流模式控制PWM集成电路（UC3842、UC3846）的出现使得电流模式控制迅速推广应用，主要用于单端及推挽电路。近年来，由于大占空比时所必需的同步不失真斜坡补偿技术实现上的难度及抗噪声性能差，电流模式控制面临着改善性能后的电压模式控制的挑战。如图1所示，误差电压信号 Ue 送至PWM比较器后，并不是象电压模式那样与振荡电路产生的固定三角波状电压斜坡比较，而是与一个变化的其 比较，然后得到峰值代表输出电感电流峰值的三角状波形或梯形尖角状合成波形信号U Σ PWM脉冲关断时刻。因此(峰值)电流模式控制不是用电压误差信号直接控制PWM脉冲宽度，而是直接控制峰值输出侧的电感电流大小，然后间接地控制PWM脉冲宽度。 图1采用斜坡补偿的BUCK电流型控制 1. 峰值电流模式控制PWM的优点: ①暂态闭环响应较快，对输入电压的变化和输出负载的变化的瞬态响应均快；峰值电流模式控制PWM是双闭环控制系统，电压外环控制电流环。电流环是瞬时快速按照逐个脉冲工作的。功率级是由电流环控制的电流源，而电压外环控制此功率级电流源。在该双环控制中，电流环只负责输出电感的动态变化，因而电压外环仅需控制输出电容，不必控制LC储能电路。由于这些，峰值电流模式控制PWM具有比起电压模式控制大得多的带宽。 ②虽然电源的L－C滤波电路为二阶电路，但增加了电流环控制后，只有当误差电压发生变化时，才会导致电感电流发生变化。即误差电压决定电感电流上升的程度，进而决定功率开关的占空比。因此，可看作是一个电流源，电感电流与负载电流之间有了一定的约束关系，使电感电流不再是独立变量，整个反馈电路变成了一阶电路，由于反馈信号电路与电压型相比，减少了一阶，因此误差放大器的控制环补偿网络得以简化，稳定度
华 伟 1965年生,1990 年获北京工业大学功率半 导体器件专业工学硕士学位,副教授,从事新型电力电子器件应用及开关功率变换器的教学和科研工作。 设计与研究 30k W 电流模式PWM 控制的 DC DC 功率变换器 北方交通大学(北京100044) 华 伟 摘 要:新型30k W 电流模式P WM 控制的功率变换器采用N PT -IGBT 器件,无需串联隔直防偏磁电容,使用有源斜坡补偿技术,效率达到90%,具有极好的动态响应、过流保护及模块均流并联性能,是一种具有极大功率扩容(可达到100k W )潜力并易于工程化实现的IGBT 功率变换器。 关键词:电流模式 IGBT 全桥拓扑 开关模式整流器 变换器 收修改稿日期:1999203215 30k W curren t m ode P WM con trolled DC DC power converter N o rthern J iao tong U n iversity (B eijing 100044) Hua W e i Abstract :P resen ted in the paper is a novel 30k W cu rren t mode P WM con tro lled pow er converter .T he converter ,of w h ich the efficiency reaches 90%,app lies N PT -IGBT device and an active slope compen sati on techno logy w ith no need to series connect a DC b lock ing and b ias 2p roof capacito r .It featu res excellen t dynam ic respon se ,over 2cu rren t p ro tecti on ,parallel modu le cu rren t equalizati on ,very h igh pow er expan si on po ten tial (as h igh as 100k W )as w ell as easy engineering realizati on . Key words :cu rren t mode ,IGBT ,fu ll 2b ridge topo logy ,S M R ,converter . 近年来,随着新型电力电子器件的飞速发展, 10k W 以上的直流功率变换器已从SCR 的低频相控整流器方式发展为IGB T 的高频DC DC 开关功率变换器方式。国外的DW A 、GEC -AL STON 、AD tranz 、ABB [1] 等公司也于近年研制出各自的IGB T DC DC 充电机,主要用于高速电气化列车及地铁列车。IGB T DC DC 充电机的重量、 体积大幅度减小,性能明显改善,但要实现15k W ～200k W 的DC DC 高频开关功率变换,存在许多技术问题需要解决。下面根据30k W IGB T DC DC 充电机的研制情况,对有关技术问题进行分析研究。 1 主电路及控制方案 (1)主电路原理图 不同的DC DC 功率变换器拓扑及PWM 控制方法可以构成许多不同的主电路及控制方案[2]。根据技 术的成熟程度、工程化实现难度、装置的性能要求、系列化功率扩容考虑、长期可靠性要求等,在设计30k W IGB T DC DC 充电机时,选择了电流模式PWM 控制 的全桥拓扑(无隔直电容)功率变换器方案。功率变换器的工作频率约为20kH z 。主电路原理如图1所示。 其中C 2为母线单电容型snubber 电路,CT 为检测一次侧电流用的电流互感器。此一次侧电流信号用作电流模式PWM 反馈控制 。 图1 IGBT DC DC 充电机用功率变换器主电路原理图 (2)控制系统原理方框图 控制系统原理如图2所示。这是一个由110V 输出电压控制的电压外环及电流互感器CT 所检测的一次侧电流内环构成的双闭环反馈系统。斜坡补偿电路是电流模式PWM 控制的大占空比双端开关电源电路是为防止次谐波振荡所必需的。反馈补偿网络用以控制电压反馈闭环的稳定性。A 、B 两路驱动信号分别提供给图1中的两路对角线IGB T V 1、V 3和V 2、V 4。 1999年第5期机 车 电 传 动№5,1999 1999年9月10日EL ECTR I C DR I V E FOR LOCOM O T I V E Sep .10,1999
峰值电流型控制Buck 等效功率级的小信号传递函数 普高（杭州）科技开发有限公司 张兴柱 博士 Buck 变换器在峰值电流型控制下的等效功率级小信号传递函数（CCM ）： ) 1)(1()1()(220n n p p zc vc vc s Q s s s G s G ωωωω++++′≈′ )1)(1()1()(220 n n p p zc vg vg s Q s s s G s G ωωωω++++′≈′ ) 1()1()(0p zc out s s R s Z ωω++′≈′ 其中：101F R R G i vc = ′，120F F L RT G s vg =′，10F R R =′ 11F RC p =ω，)5.0(1?′=D m Q c p π，C R c zc 1=ω，s n T πω= )5.0(11?′+ =D m L RT F c s ，)]21([2D D m D F c ??′=，n e c S S m +=1 i o g n R L V V S ×?= 从求得的峰值电流控制Buck 等效功率级的三个CCM 小信号传递函数，我们可以来分析这种控制的特点。其峰值电流控制等效功率级的控制电压到输出电压小信号传递函数)(s G vc ′，和输入电压到输出电压小信号传递函数)(s G vg ′，形式完全相同，所不同的只是零频分量。它由一个左半平面单极点，一个1/2开关频率处的双极点和一个因输出滤波电容ESR 引起的左半平面单零点组成。双极点的频率在1/2开关频率，比起开关电源的带宽要高得多，故一般情况下可将其忽略。在R.Ridely 引入采样函数之前的分析文章中，所得到的结果都是用一阶小信号传递函数近似，所以就不能解释在实验中出现的子谐波振荡现象。所谓的子谐波振荡是峰值电流型控制的等效功率级，在工作占空比大于0.5时和无外部补偿斜波时，会在输出产生一种1/2开关频率的有规则的振荡，可在MOSFET 的ds V 波形上反映出来，它在时钟的相邻开关周期内，具有不同的导通时间和截止时间，一长一短，其波形示意图如图1所示。虽然这种振荡波形，人耳一般听不到，但它会影响开关电源长期工作的可靠性，所以必须避免。
一、电流型控制原理及特点 原理： 电流型脉宽调制(PWM)控制器是在普通电压反馈PWM 控制环内部增加了电流反馈的控制环节,因而除了包含电压型PWM 控制器的功能外,还能检测开关电流或电感电流,实现电压电流的双环控制。控制原理框图如下图（图1）所示。 图 1 双环电流型控制器原理图 从图 1 可以看出,电流型控制器有两个控制闭合环路:一个是输出电压反馈误差放大器Ａ,用于与基准电压比较后产生误差电压;另一个是变压器初级(电感)中电流在Rs 上产生的电压与误差电压进行比较,产生调制脉冲的脉宽,使得误差信号对峰值电感电流起着实际控制作用。系统工作过程如下:假定输入电压下降,整流后的直流电压下降,经电感延迟使输出电压下降,经误差放大器延迟Vca 上升,占空比变化,从而维持输出电压不变,在电流环中电感的峰值电流也随输入电压下降,电感电流的斜率di/dt 下降,导致斜坡电压推迟到达Vca,使PWM 占空比加大,起到调整输出电压的作用。由于既对电压又对电流起控制作用,所以控制效果较好在实际中得到广泛应用。 特点： a)由于输入电压Vi 的变化立即反映为电感电流的变化,不经过误差放大器就能在比较器中改变输出脉冲宽度(电流控制环),因而使得系统的电压调整率非常好,可达到0.01%V, 能够与线性移压器相比。 b)由于双环控制系统内在的快速响应和高稳定性,反馈回路的增益较高,不会造成稳定性与增益的矛盾,使输出电压有很高的精度。 ｃ)由于Rs 上感应出峰值电感电流,只要Rs 上电平达到1V,PWM 控制器就立即关闭,形成逐个脉冲限流电路,使得在任何输入电压和负载瞬态变化时,功率开关管的峰值电流被控制在一定范围内,在过载和短路时对主开关管起到有效保护。 d)误差放大器用于控制,由于负载变化造成的输出电压变化,使得当负载减小时电压升高的幅度大大减小,明显改善了负载调整率。 e)由于系统的内环是一个良好的受控电流放大器,所以把电流取样信号转变成的电压信号和一个公共电压误差放大器的输出信号相比较,就可以实现并联均流,因而系统并联较易实现。 二、峰值电流控制与平均电流控制的比较 峰值电流模式控制和平均电流模式控制相比主要具有以下缺点: (1)对噪声敏感，峰值电流模式控制是将电感电流的上升沿(即开关电流)同设定的电流值相比较,当瞬态电流达到设定值,ＰＷＭ比较器输出翻转将功率开关管关断。电感电流上升到设定值的坡度即(Vin-Vout)/L 很小,特别是Vin 小时坡度更小,所以这种控制方法易受噪声干扰。每次开关管通断时都会产生噪声尖峰,并且耦合到控制电路的一个小电压就能使开关管迅速关断,使电路处于次谐波运作模式产生很大的纹波,所以
Boost 变换器基本电路形式如图1所示 图1 Boost 变换器基本电路 在boost 电路中, g V 是输入电压，L 是滤波电感,1、2为开关器件，C 是滤波电容,R L 为负载电阻，)(t i L 是流过电感的电流，)(t i C 是流过电容的电流，V 是输出电压。该电路有两种工作状态； 一种为开关接到1的工作状态，如图2所示 图2 Boost 电路开关1状态 分析可知 ; (1) 另一种开关接到2的工作状态,如图3所示
图3 Boost 电路开关2状态 其中 (2) 根据电压定理作)(t V L 与时间的函数关系，如图4所示 图4 电感电压与时间的函数关系 S g S g S L T D V V DT V T 0 dt t V ')()(-+?=? 即 )()(''S S S g T VD T D DT V 0-++?= 可得 D 11D 1 V V D M g -===')( （3） 根据电流定理作)(t i C 与时间的函数关系，如图6所示
图6 电容电流与时间的函数关系 S L S S C T D R V i DT R V dt T 0t i ')()()(-+?-=? 即 L S S S i T D T D DT R V 0?++?-='')()( 可得； R D 1Vg i 2L )(-= （4） 通过对理想Boost 变换器在一个开关周期内两个工作阶段的分析，得到电感电压的分段函数： ()()?? ????+=??ττττd V d V T 1V S T D L D 0L S L （5） 用平均变量代替瞬时变量,化简得 ()()V V D 1DV V g g L --+= （6） 又因为 ()()dt t di L d V T 1 V L T 0L L S ==?ττ （7） 将上式带入（5）得电感电压平均值的表达式 ()()V D 1V dt t di L g L --= （8） 同理可得电容电流平均值的分段表达式 ()()()R V t i D 1dt t dv C L --= （9） 为了将上式非线性问题线性化，找到变换器的静态工作点，对上面式子分离扰动，表示为直流分量和小信号分量之和，直流分量描述变换器的稳态解，交流小信号分量描述变换器在静态工作点处的动态性能。 )()(_____t v V t v g g g ∧ += )()(____t i I t i ∧ += )()(____t v V t v ∧ +=
电流模式降压控制器的精确控制环路 标签: 控制器电流2012-09-16 14:56 峰值电流控制模式通常是电源设计人员的首选方案，因为其控制-输出传输函数具有一阶频率响应特性。基于一阶模型的控制回路设计的相位裕量接近90°。然而，实际应用中发现所能获得的相位裕量远远小于90°，具体取决于单位增益频率的选择、占空比和所采用的斜率补偿，这是由于控制回路电流比较器的采样效应引起的。本文描述了MAX1954A电流模式控制器的控制回路设计，设计时考虑了采样效应的影响，准确预测了相位裕量。这里使用的分析方法并不针对MAX1954A，能够适用于目前市场上的大多数电流模式降压IC。 一阶模型 降压型DC-DC转换器的典型电流模式控制环路如图1所示。采用固定频率时钟(CLK)导通高边MOSFET。PWM比较器反相输入端由电感电流产生的电压大于控制电压vc时，Q1关闭。通过vc设置峰值电感电流，以保持输出电压vo的稳定。这样，输出电感表现为一个电流源，从而得到一阶控制-输出传输函数。斜坡补偿电压vs 加到PWM比较器的第二反相输入端，在占空比高于0.5时可防止工作周期内的谐波不稳定性，提高噪声抑制。电流控制模式的相关波形如图2所示。 图1. 峰值电流控制模式电路原理图
图2. 电流控制模式波形图 控制-输出传输函数通常用于设计峰值电流模式控制器，如下式所示： 由上式可以估算输出电容Co和负载电阻Ro产生的极点ωp。由该式还可估算出输出电容及其等效串联电阻(ESR) Rc产生的零点ωz。由以上模型得出的增益和相位与实际应用获得的值不同，这是由于PWM比较器的“采样和保持”效应，每周期仅对电流波形采样一次的结果。查阅参考文献[1]可知：必须对以上公式中的简单峰值电流控制模型加以改进，使其在1/2开关频率处具有双极点，以体现采样效应。 估算相位裕量 下文描述了MAX1954A电流模式控制器的环路设计，考虑高频效应并精确估算了相位裕量。利用 MAX1954A*估板电路原理图实现该设计，参考了MAX1954A*估板数据资料和MAX1954A数据资料。 以下公式给出了精确的控制-输出传输函数：
峰值电流模式控制在移相全桥变换器中的应用 陈咸丰，尹斌 （河海大学，南京，210098） 摘要：本文主要讨论了峰值电流模式控制的斜坡补偿的原理和意义，设计了移相全桥零电压开关控制电路中的斜坡补偿电路。 关键词：峰值电流模式；斜坡补偿；稳定性；移相全桥 Application of Peak-Current-Mode-Control Technique in Phase-shift Full-bridge Converter CHEN Xian-feng，Yin Bing (Hohai University，Nanjing，210098，China) Abstract：The paper analyzes the principle and the meaning of slope compensation in peak current mode control .At last t he slope compensation in phase-shift full-bridge zero-voltage-switching circuit is designed. Keywords：peak current mode；slope compensation；stability；phase-shift full-bridge 1 引言 随着我国科技的发展和工业化进程的进一步提高，对通信开关电源和电力操作直流电源的效率、功率密度、可靠性和EMI 等提出了更高的要求。因此就需要采用新的主电路拓扑结构和采用新的PWM控制模式。目前研究较多的就是移相全桥软开关PWM 变换器的电路拓扑。其PWM控制模式也有电压模式控制和电流模式控制两种。传统的开关电源普遍采用电压模式控制的PWM技术，但在此控制模式下系统的动态响应速度比较慢。峰值电流模式控制的PWM技术正是针对电压模式控制PWM技术的缺点发展起来的。该模式控制因动态响应速度快、补偿电路简化、增益带宽大、易于均流等优点而被广泛应[]1 用。在移相全桥变换器中，控制策略多采用峰值电流模式控制。 2 两种PWM控制模式基本原理及特点2.1 两种PWM控制模式的基本原理 图1(a)为电压模式控制的PWM原理图。由图可以看出电压模式控制只有一个电压反馈闭环，采用脉冲宽度调制法。它工作的基本原理是：输出电压Uo与参考电压Uref经误差放大器EA放大后得到了一个误差电压信号Ue，Ue再与振荡电路产生的固定锯齿波电压经PWM比较器COM比较,由锁存器输出占空比随误差电压信号Ue变化的一系列脉冲。图1(b)为峰值电流模式控制的PWM原理图。由图可以看出，它是一个双闭环控制系统，电压外环控制电流内环。它工作的基本原理是：输出电压Uo与参考电压Uref经误差放大器EA 放大后得到一个误差电压信号Ue，Ue再与电感电流的采样电压Ur比较，由恒频时钟脉冲置位锁存器输出脉冲。当Ur幅度达到Ue电平时，PWM比较器的状态反转，锁存器复位，驱动撤除，功率管关断，电路逐个地检测和调节电流脉冲，由此控制电源输出的电压。
电流控制实际上一般是控制电感的电流.此时电感相当于一个内阻很大的电流源.由于要很快的跟踪直流电流,所以电流环速度很快.电压环控制的是输出电容上的电压,是外环.响应速度一般较慢. 在实际应用过程中,由于直接检测电感电流有时比较困难而且成本较高,所以检测开关管的峰值电流作为变通的方法.不过需要加入谐波补偿才能稳定. 电流模式DC-DC会有两个反馈回路控制输出电压稳定-- 内环即电流反馈回路,外环即电压反馈回路. 斜坡补偿是为了消除PWM占空比大于50%的条件下,电流环 出现的压谐波振荡现象,而在电流环反馈回路叠加一个正斜率 的补偿信号,或是在电压环反馈回路叠加一个负斜率的补偿信号.... 电流环的带宽一定要大于电压环的带宽. 1,他们的区别主要是采样电流比较的对象不同 2,电压控制模式采样电流是与振荡电路产生的固定三角波状电压斜坡比较 3,电流控制模式采样电流是一个变化的其峰值代表输出电感电流峰值的三角状波形或梯形尖角状合成波形信号比较,然后得到PWM脉冲关断时刻.因此(峰值)电流模式控制不是用电压误差信号直接控制PWM脉冲宽度,而是直接控制峰值输出侧的电感电流大小,然后间接地控制PWM脉冲宽度.(其实电流控制模式又分为峰值电流模式和平均电流模式) 关于电流型(峰值)控制,它的斜率补偿从某种程度上说,是引入了一些电压型控制特点.所以加了斜率补偿的电流型控制方法(峰值)实际上是一种混合体.加入斜率补偿注入的三角波完全遮蔽了采样电流,那么就是电压型控制了.如果在电压型控制芯片的三角波里边注入了电流信号,那就带有电流型控制的特点了,不过由于电压型控制的三角波还兼具CLK的共用,所以那样会改变频率…… 电压模式 误差电压同三角波比较,结果控制占空比. 电流模式 电流同误差电压比较,控制占空比.电流模式对振荡器斜率没有要求,振荡器主要是产生CLK 复位芯片内部的触发器用的. 电压模式的振荡器除了产生CLK外,还要产生波形质量很好的三角波供PWM单元使用. 所谓的电流型或者电压型问题实质上是讨论的PWM 的调制策略.此时还没有反馈还存在,所以是讨论的开环特性.并且这种控制策略可以和不同的拓扑结合,比如电流型正激,电压型反激(尽管几乎见不到,但是理论上是存在的.)电流型半桥(峰值电流是不适合半桥拓扑的,所以这里用的是平均电流型拓扑).
收稿日期:2003211216作者简介:夏 田(1977-),男,河南科技大学硕士研究生。 文章编号:100923664(2004)0120007203变换与控制 峰值电流模式逆变焊机控制电路的设计 夏 田,朱锦洪 (河南科技大学材料科学与工程学院,河南洛阳471003) 摘要:论述了峰值电流模式的原理及优缺点,并针对UC 3846设计了斜坡补偿电路及焊机保护电 路,给出了基于全桥主电路的峰值电流模式控制CO 2气体保护焊机的恒压输出波形。关键词:峰值电流模式;UC 3846;斜坡补偿中图分类号:TN 86TN 712 文献标识码:A Design of the Welding Machine Inverter Circuit B ased on the Peak Current Mode Control XIA Tian ,ZHU Jing 2hong (Faculty of Materials Science &Engineering ,Henan University of Science and Technology ,Luoyang 471003,China ) Abstract :The article discussed the merit and defect of the peak current mode control ,the slope com 2pensation circuit and the protect circuit is designed for the welding machine.K ey w ords :peak current mode ;UC3846;slope compensation 逆变焊机的最主要组成部分是逆变弧焊电源,它的功能是把工频交流电整流,再通过功率晶体管的开关逆变成高频交流方波,然后通过变压器降压,整流二极管整流,通过焊枪和工件产生焊接电弧,包括恒压、恒流外特性。逆变弧焊电源一般采用脉宽调制(PWM )方式,通过调节直流电平来调节输出电压或电流。逆变电源PWM 控制方式有电压型和电流型两种。电压型是通过将输出电压反馈和给定电压反馈比较来控制PWM 脉冲变化,从而控制逆变开关和电源的输出。电流型PWM 控制是用一个电流传感器去检测变压器原边的电流,反馈到PWM 芯片,参与PWM 调节,形成电压电流双闭环控制系统。 1 电流型控制方式的优点 电流型控制方式的优点如下。 (1)逐个脉冲控制,动态响应快,调节性能好。因为检测的是原边电流,所以不会出现电压型控制 电路中由于滤波电感的存在而导致响应速度慢的问题。故电流型控制有输出精度高,稳定性好的优点。 (2)具有瞬态的保护能力,能迅速对电力电子器件进行保护。因为内环逐个脉冲控制,当变压器原边电流过流时,能迅速对电力电子器件进行保护。 (3)能防止高频变压器偏磁的发生。高频变压器发生偏磁时,励磁电流增加,容易烧毁变压器。电流型控制中采用检测原边电流的方法,能自动对称变压器的动态磁平衡。 (4)有利于并联均流。在多个电源模块并联时可提供自动均流功能。 2 控制电路的设计 2.1 UC3846电流控制芯片的工作原理 电流模式控制分为峰值电流模式控制和平均电 流模式控制。UC3846采用的是峰值电流模式控制法,即将实际的电感电流和电压外环设定的电流值分别接收到PWM 比较器的两端进行比较,如图1所示。 变压器一次侧电流采样信号被放大3倍后与电压误差放大信号比较,然后去控制脉宽调制信号的 7 2004年2月25日第21卷 第1期 通讯电源技术 Telecom Power Technologies Feb.25,2004 Vol.21 No.1