PWM功率放大电路 ——卢浩天 LC梦创电子制作工作室 一、PWM功率放大原理 PWM功放电路有单极性和双极性之分。双极性指在一个PWM周期内，电机电枢电压正、负极性改变一次；单极性指PWM功放管工作时，有一个PWM信号端和一个方向控制端，在电机正转或反转时，仅有对应的一对功放管通电，而另一对功放管截止。因此，电机电枢在正转或反转时，正、负极性是固定的，即是单极性的。 若忽略晶体管的管压降，可以认为PWM功率放大管的输出电平等于电源电压，即||=。图1描绘了电枢的电压波形和电流波形。在图中，为PWM UU T CAB脉冲周期，为正脉冲宽度，为负脉冲宽度。电枢两端的电流是一个脉动的连TT hP续电流，从图可看出，电枢两端的电流是一个脉动的连续电流，加快PWM的切换频率，电流的脉动就变小，结果近似于直流信号的效果，使电机均匀旋转。同时，如果改变PWM 的脉冲的宽度，电枢中的平均电流也将变化，电机的转速便将随之改变，这就是PWM调速的原理。 在图中，PWM脉冲频率决定了电枢电流的连续性，从而也决定了电机运行的平稳性。如果脉冲频率切换频率选择不当，电机的低速性能有可能不理想，容易烧坏晶体管，而且由于电流不连续，电机有可能产生剧烈震荡，甚至出现啸叫现象，这些都是不允许的。因此，在设
计PWM功率放大器时，要慎重选择切换频率。为了克服静摩擦，改善运行特性，切换频率应能使电机轴产生微振，即： 式中，为转矩系数，（为电机电磁常数、为励磁磁通），U?KC?KC?CTMMT．为功放电源，为电枢电感，为电机静摩擦力矩。TL SA另外，选择切换频率具体还应考虑以下几个方面： （1）微振的最大角位移应小于允许的位置误差。在伺服系统中，假设要求位置误差小于，则要求切换频率满足下式：?式中，为电机及负载的转动惯量。J（2）应尽量减小电机内产生的高频功耗。PWM 脉冲信号的谐波分量将引起电机内部的功耗，降低效率。为此切换频率应足够高，使电机电枢感抗大大超过电枢内阻，即要求 式中，是电机电枢电阻。R A（3）应当远远大于系统的固有频率，防止系统固有振荡。 实际设计时应综合考虑上述条件，在1000Hz至数万Hz的范围内选取PWM切换频率。特别需要强调的是，由于伺服电机的电枢电感较小，如果频率不够高，交流分量过大，很容易烧毁功放管。不过功放管的开关频率总有一个限度，对大功率功放管来说，开关频率越高，制造工艺难度越大，成本也越高。因此，用户要根据自己的实际需要确定有关参数，使自己构建的功率放大器有较高的性能价格比。 二、标准的PWM功率放大器 图2举出了一个实际的标准双极性PWM功率放大器。它是一个典型的H型功放，四个功放管分别采用NPN型达林顿管TIP122和PNP 型达林顿管TIP127。PWM脉冲信号通过光电耦合器件4N35加到晶
相关开关电源原理及电路图 2012-06-03 17:39:37 来源:21IC 关键字：开关电源电路图 什么是开关电源?所谓开关电源，故名思议，就是这里有一扇门，一开门电源就通过，一关门电源就停止通过，那么什么是门呢，开关电源里有的采用可控硅，有的采用开关管，这两个元器件性能差不多，都是靠基极、(开关管)控制极(可控硅)上加上脉冲信号来完成导通和截止的，脉冲信号正半周到来，控制极上电压升高，开关管或可控硅就导通，由220V整流、滤波后输出的300V电压就导通，通过开关变压器传到次级，再通过变压比将电压升高或降低，供各个电路工作。振荡脉冲负半周到来，电源调整管的基极、或可控硅的控制极电压低于原来的设置电压，电源调整管截止，300V电源被关断，开关变压器次级没电压，这时各电路所需的工作电压，就靠次级本路整流后的滤波电容放电来维持。待到下一个脉冲的周期正半周信号到来时，重复上一个过程。这个开关变压器就叫高频变压器，因为他的工作频率高于50HZ低频。那么推动开关管或可控硅的脉冲如何获得呢，这就需要有个振荡电路产生，我们知道，晶体三极管有个特性，就是基极对发射极电压是0.65-0.7V是放大状态，0.7V以上就是饱和导通状态，-0.1V- -0.3V就工作在振荡状态，那么其工作点调好后，就靠较深的负反馈来产生负压，使振荡管起振，振荡管的频率由基极上的电容充放电的时间长短来决定，振荡频率高输出脉冲幅度就大，反之就小，这就决定了电源调整管的输出电压的大小。那么变压器次级输出的工作电压如何稳压呢，一般是在开关变压器上，单绕一组线圈，在其上端获得的电压经过整流滤波后，作为基准电压，然后通过光电耦合器，将这个基准电压返回振荡管的基极，来调整震荡频率的高低，如果变压器次级电压升高，本取样线圈输出的电压也升高，通过光电耦合器获得的正反馈电压也升高，这个电压加到振荡管基极上，就使振荡频率降低，起到了稳定次级输出电压的稳定，太细的工作情况就不必细讲了，也没必要了解的那么细的，这样大功率的电压由开关变压器传递，并与后级隔开，返回的取样电压由光耦传递也与后级隔开，所以前级的市电电压，是与后级分离的，这就叫冷板，是安全的，变压器前的电源是独立的，这就叫开关电源。 图开关电源原理图1
电力电子技术 课程设计报告 题目PWMf关型功率放大器的设计 专业电气工程及其自动化 班级电气 学号 学生姓名 指导教师 2008年春季学期 起止时间：2008年6月23日至2008年6月27日
一、总体设计 1 ?主电路的选型（方案设计）
经过对设计任务要求的总体分析，明确应该使用电力电子组合变流中的间接交流变流的思想进行设计，因为任务要求频率是可变的，故选择交直交变频电路（即VVVF 电源）。交直交变频电路有两种电路：电压型和电流型。在逆变电路中均选用双极性调制方式。 方案一：采用电压型间接交流变流电路。其中整流部分采用单相桥式全控整流电路，逆变部分采用单相桥式PWM e变电路，滤波部分为LC滤波，负载为阻感性。电路原理图如下所示： 方案二：采用电压型间接交流变流电路。其中整流部分采用单相全桥整流电路，逆变部分采用单相桥式PWM K变电路，滤波部分为LC滤波，负载为阻感性。电路原理图如下所示： 方案三：采用电压型间接交流变流电路。其中整流部分采用单相桥式PWM 整流电路，逆变部分采用单相桥式PWM e变电路，滤波部分为LC滤波，负载为阻感
性。电路原理图如下所示： 分析： 方案一中整流电路与逆变电路都采用全控型可以通过控制a角的大小来控制Ud 的大小。 方案二中的整流电路是单相全桥整流电路，属于不可控型。Ud大小不可变。 方案三采用双PWM&路。整流电路和逆变电路的构成可以完全相同，交流电源通过交流电抗器和整流电路联接，通过对整流电路进行PWMI制，可以使输入电流为正弦波并且与电源电压同相位，因而输入功率因数为1,并且中间 直流电路的电压可以调整。但由于控制较复杂，成本也较高，实际应用还不多，故此处没有选用。 经过分析我选用了方案一。其中控制部分采用双极性PWM波控制触发，从而控制负载电流和电压。由于逆变部分采用电压型逆变电路，所以当选用电阻性负载时其电流大致呈正弦波，电压呈矩形波。
一、开关式稳压电源的基本工作原理 开关式稳压电源接控制方式分为调宽式和调频式两种，在实际的应用中，调宽式使用得较多，在目前开发和使用的开关电源集成电路中，绝大多数也为脉宽调制型。因此下面就主要介绍调宽式开关稳压电源。 调宽式开关稳压电源的基本原理可参见下图。 对于单极性矩形脉冲来说，其直流平均电压Uo取决于矩形脉冲的宽度，脉冲越宽，其直流平均电压值就越高。直流平均电压Ｕ。可由公式计算， 即Uo=Um×T1/T 式中Um为矩形脉冲最大电压值；T为矩形脉冲周期；T1为矩形脉冲宽度。 从上式可以看出，当Um 与T 不变时，直流平均电压Uo 将与脉冲宽度T1 成正比。这样，只要我们设法使脉冲宽度随稳压电源输出电压的增高而变窄，就可以达到稳定电压的目的。 二、开关式稳压电源的原理电路 1、基本电路
图二开关电源基本电路框图 开关式稳压电源的基本电路框图如图二所示。 交流电压经整流电路及滤波电路整流滤波后，变成含有一定脉动成份的直流电压，该电压进人高频变换器被转换成所需电压值的方波，最后再将这个方波电压经整流滤波变为所需要的直流电压。 控制电路为一脉冲宽度调制器，它主要由取样器、比较器、振荡器、脉宽调制及基准电压等电路构成。这部分电路目前已集成化，制成了各种开关电源用集成电路。控制电路用来调整高频开关元件的开关时间比例，以达到稳定输出电压的目的。 ２．单端反激式开关电源 单端反激式开关电源的典型电路如图三所示。电路中所谓的单端是指高频变换器的磁芯仅工作在磁滞回线的一侧。所谓的反激，是指当开关管VT1 导通时，高频变压器Ｔ初级绕组的感应电压为上正下负，整流二极管VD1处于截止状态，在初级绕组中储存能量。当开关管VT1截止时，变压器Ｔ初级绕组中存储的能量，通过次级绕组及VD1 整流和电容Ｃ滤波后向负载输出。
一种基于PWM的开关功率放大器的设计 一、前言 振动测试系统是模拟某种产品的实际使用环境，在产品出厂前检验其结构特性和可靠性，这对于新产品开发起着重要作用，因此，被广泛应用于军事，自动化，半导体，汽车，航空航天等行业。 采用开关功率放大器的电动式振动测试系统是目前应用广泛的一种振动 试验系统。通常能提供正弦、随机和冲击试验环境，它的频率范围广，动态范围宽，易于实现自动或手动控制；加速度波形良好，适合产生随机波；可得到很大的加速度。 功率放大器是电动振动试验系统的重要组成部分，其性能和与振动台的匹配状况直接关系着系统的性能。功率放大器发展到现在已经历了3代：电子管功率放大器、晶体管线性功率放大器及开关功率放大器。目前电子管功率放大器已经很少使用，晶体管线性功率放大器效率通常只有50％左右，而其他的能量则转化为热能，不但效率低，而且散热是个很大问题。开关功率放大器如果采用功率场效应管（PMOSFET），则损耗很小，效率可达到90％，发热少，冷却设备简单。由于开关功率放大器输出电压容易调节，且电流的波峰系数较大，这样就可以直接与振动台耦合，而不需要输出变压器。而且PMOSFET的开关频率高，因此放大器体积小，功率密度大，容易实现模块化。 本文应用PWM技术设计并实现了5kW的功率放大器模块。由于采用PMOSFET，开关频率达到50 kHz,体积比较小，效率高。输出电感铁芯采用钻基非晶合金，频率响应范围广。2主电路设计2.1主电路结构 开关式功率放大器主电路结构如图1所示。三相交流电经过工频变压器隔离、降压送入三相全桥滤波器，然后通过电容滤波得到低纹波直流电源V in。
主电路由4只PMOSFET组．成一个全桥变换器。输出的电压波经过常模和共模扼流线圈滤波后输出到振动台。 开关功率放大器输出正弦波（5Hz～5kHz）或随机波形。采用提高开关频率的方法来抑制谐波虽然有效，但是会增加PMOSFET的开关损耗，从而导致变换器的效率下降。本文采用倍频PWM技术，即三角载波的频率为100 kHz,而MOSFET的开关频率为50 kHz,这样不仅能够有效地降低谐波，而且也可以减少开关损耗。变换器工作时，同一个桥臂上的MOSF ET交替导通，当Q1，Q3同时导通时输出为零，只有对角线上的Q1，Q4或Q3，Q2同时导通时才输出电压波形。 二、控制逻辑 由于开关功率放大器是通过输入信号来改变输出结果的，所以是开环控制。其控制逻辑如图2所示，由载波发生，调制信号，比较单．元和延时单元组成。载波是频率为50 kHz三角波，由模拟振荡电路获得。调制信号由振动台控制系统给定，滤波后送到比较器的同相端。载波以及反相的载波分别送到比较器的反相端。调制后的信号通过一个由RC电路和与非门组成的延时单元，防止同一桥臂的MOSFET的直通，最后经过缓冲器到驱动电路。
P W M功率放大电路集团标准化工作小组 #Q8QGGQT-GX8G08Q8-GNQGJ8-MHHGN#
PWM功率放大电路 ——卢浩天 LC梦创电子制作工作室一、PWM功率放大原理 PWM功放电路有单极性和双极性之分。双极性指在一个PWM周期内，电机电枢电压正、负极性改变一次；单极性指PWM功放管工作时，有一个PWM信号端和一个方向控制端，在电机正转或反转时，仅有对应的一对功放管通电，而另一对功放管截止。因此，电机电枢在正转或反转时，正、负极性是固定的，即是单极性的。 若忽略晶体管的管压降，可以认为PWM功率放大管的输出电平等于 电源电压，即| U|=C U。图1描绘了电枢的电压波形和电流波形。在图 AB 中，T为PWM脉冲周期， T为正脉冲宽度，h T为负脉冲宽度。电枢两端 P 的电流是一个脉动的连续电流，从图可看出，电枢两端的电流是一个脉动的连续电流，加快PWM的切换频率，电流的脉动就变小，结果近似于直流信号的效果，使电机均匀旋转。同时，如果改变PWM的脉冲的宽度，电枢中的平均电流也将变化，电机的转速便将随之改变，这就是PWM调速的原理。 在图中，PWM脉冲频率决定了电枢电流的连续性，从而也决定了电机运行的平稳性。如果脉冲频率切换频率选择不当，电机的低速性能有可能不理想，容易烧坏晶体管，而且由于电流不连续，电机有可能产生剧烈震荡，甚至出现啸叫现象，这些都是不允许的。因此，在设计PWM功率放
大器时，要慎重选择切换频率。为了克服静摩擦，改善运行特性，切换频率应能使电机轴产生微振，即： 式中，T K 为转矩系数，Φ=M T C K （M C 为电机电磁常数、Φ为励磁磁 通），C U 为功放电源，A L 为电枢电感，S T 为电机静摩擦力矩。 另外，选择切换频率具体还应考虑以下几个方面： （1）微振的最大角位移应小于允许的位置误差。在伺服系统中，假设要求位置误差小于δ，则要求切换频率满足下式： 式中，J 为电机及负载的转动惯量。 （2）应尽量减小电机内产生的高频功耗。PWM 脉冲信号的谐波分量将引起电机内部的功耗，降低效率。为此切换频率应足够高，使电机电枢感抗大大超过电枢内阻，即要求 式中，A R 是电机电枢电阻。 （3）应当远远大于系统的固有频率，防止系统固有振荡。 实际设计时应综合考虑上述条件，在1000Hz 至数万Hz 的范围内选取PWM 切换频率。特别需要强调的是，由于伺服电机的电枢电感较小，如果频率不够高，交流分量过大，很容易烧毁功放管。不过功放管的开关频率总有一个限度，对大功率功放管来说，开关频率越高，制造工艺难度越大，成本也越高。因此，用户要根据自己的实际需要确定有关参数，使自己构建的功率放大器有较高的性能价格比。 二、标准的PWM 功率放大器 图2举出了一个实际的标准双极性PWM 功率放大器。它是一个典型的H 型功放，四个功放管分别采用NPN 型达林顿管TIP122和PNP 型达
开关电源电路详解图 一、开关电源的电路组成 开关电源的主要电路是由输入电磁干扰滤波器（EMI）、整流滤波电路、功率变换电路、PWM控制器电路、输出整流滤波电路组成。辅助电路有输入过欠压保护电路、输出过欠压保护电路、输出过流保护电路、输出短路保护电路等。 开关电源的电路组成方框图如下： 二、输入电路的原理及常见电路 1、AC 输入整流滤波电路原理： ①防雷电路：当有雷击，产生高压经电网导入电源时，由MOV1、MOV2、MOV3：F1、F2、F3、FDG1 组成的电路进行保护。当加在压敏电阻两端的电压超过其工作电压时，其阻值降低，使高压能量消耗在压敏电阻上，若电流过大，F1、F2、F3 会烧毁保护后级电路。 ②输入滤波电路：C1、L1、C2、C3组成的双π型滤波网络主要是对输入电源的电磁噪声及杂波信号进行抑制，防止对电源干扰，同时也防止电源本身产生的高频杂波对电网干扰。当电源开启瞬间，要对C5充电，由于瞬间电流大，加RT1（热敏电阻）就能有效的防止浪涌电流。因瞬时能量全消耗在RT1电阻上，一定时间后温度升高后RT1阻值减小（RT1是负温系数元件），这时它消耗的能量非常小，后级电路可正常工作。 ③整流滤波电路：交流电压经BRG1整流后，经C5滤波后得到较为纯净的直流电压。若C5容量变小，输出的交流纹波将增大。
2、DC 输入滤波电路原理： ①输入滤波电路：C1、L1、C2组成的双π型滤波网络主要是对输入电源的电磁噪声及杂波信号进行抑制，防止对电源干扰，同时也防止电源本身产生的高频杂波对电网干扰。C3、C4 为安规电容，L2、L3为差模电感。 ② R1、R2、R3、Z1、C6、Q1、Z2、R4、R5、Q2、RT1、C7组成抗浪涌电路。在起机的瞬间，由于C6的存在Q2不导通，电流经RT1构成回路。当C6上的电压充至Z1的稳压值时Q2导通。如果C8漏电或后级电路短路现象，在起机的瞬间电流在RT1上产生的压降增大，Q1导通使Q2没有栅极电压不导通，RT1将会在很短的时间烧毁，以保护后级电路。 三、功率变换电路 1、MOS管的工作原理：目前应用最广泛的绝缘栅场效应管是MOSFET（MOS管），是利用半导体表面的电声效应进行工作的。也称为表面场效应器件。由于它的栅极处于不导电状态，所以输入电阻可以大大提高，最高可达105欧姆，MOS管是利用栅源电压的大小，来改变半导体表面感生电荷的多少，从而控制漏极电流的大小。 2、常见的原理图： 3、工作原理： R4、C3、R5、R6、C4、D1、D2组成缓冲器，和开关MOS管并接，使开关管电压应力减少，EMI减少，不发生二次击穿。在开关管Q1关断时，变压器的原边线圈易产生尖
开关电源原理 一、开关电源的电路组成： 开关电源的主要电路是由输入电磁干扰滤波器（EMI）、整流滤波电路、功率变换电路、PWM F3、FDG1组成的电路进行保护。当加在压敏电阻两端的电压超过其工作电压时，其阻值 降低，使高压能量消耗在压敏电阻上，若电流过大，F1、F2、F3会烧毁保护后级电路。 ②输入滤波电路：C1、L1、C2、C3组成的双π型滤波网络主要是对输入电源的电磁噪声及 杂波信号进行抑制，防止对电源干扰，同时也防止电源本身产生的高频杂波对电网干扰。 当电源开启瞬间，要对C5充电，由于瞬间电流大，加RT1（热敏电阻）就能有效的防止浪 涌电流。因瞬时能量全消耗在RT1电阻上，一定时间后温度升高后RT1阻值减小（RT1是 负温系数元件），这时它消耗的能量非常小，后级电路可正常工作。 ③整流滤波电路：交流电压经BRG1整流后，经C5滤波后得到较为纯净的直流电压。若C5 容量变小，输出的交流纹波将增大。
时Q2导通。如果C8漏电或后级电路短路现象，在起机的瞬间电流在RT1上产生的压降增 大，Q1导通使Q2没有栅极电压不导通，RT1将会在很短的时间烧毁，以保护后级电路。 三、功率变换电路： 1、MOS管的工作原理：目前应用最广泛的绝缘栅场效应管是MOSFET（MOS管），是利用半导 体表面的电声效应进行工作的。也称为表面场效应器件。由于它的栅极处于不导电状态，所以输入电阻可以大大提高，最高可达105欧姆，MOS管是利用栅源电压的大小，来改变半导体表面感生电荷的多少，从而控制漏极电流的大小。 2、常见的原理图： 3、工作原理： R4、C3、R5、R6、C4、D1、D2组成缓冲器，和开关MOS管并接，使开关管电压应力减少，EMI减少，不发生二次击穿。在开关管Q1关断时，变压器的原边线圈易产生尖峰电压和尖峰电流，这些元件组合一起，能很好地吸收尖峰电压和电流。从R3测得的电流峰值信号参与当前工作周波的占空比控制，因此是当前工作周波的电流限制。当R5上的电压达到1V时，UC3842停止工作，开关管Q1立即关断。 R1和Q1中的结电容C GS、C GD一起组成RC网络，电容的充放电直接影响着开关管的开关速度。R1过小，易引起振荡，电磁干扰也会很大；R1过大，会降低开关管的开关速度。Z1通常将MOS管的GS电压限制在18V以下，从而保护了MOS管。 Q1的栅极受控电压为锯形波，当其占空比越大时，Q1导通时间越长，变压器所储存的能量
高效率PWM 音频功率放大器 本设计主要由功率放大器、信号变换电路、输出功率显示电路和保护电路组成。功率放 大器部分采用D 类功率放大器确保高效，在 5V 供电情况下输出功率大于 1W ，且输出波形 无明显失真，低频输出噪声电压很低 （输出频率为20kHz 以下时，低频噪声电压约 1mV ）; 信号变换部分采用差分放大电路，将双端输出信号变为 1 : 1的单端输出信号；输出功率显 1、题目分析及设计方案论证与比较 根据题目要求，整个系统由D 类PWM 功率放大器、信号转换电路及功率测量显示装置 组成。其中核心部分为 D 类PWM 功率放大器。之所以选择此方案是因为 D 类PWM 功放 能够达到更高的效率，且更好地确保波形不失真，加之以合理的滤波网络又进一步克服了高 频干扰， 从而使系统成为高效率、低失真、低干扰的功率放大系统。系统组成框图如图 3.1 所示。下面我们分别论述框图中各部分设计方案。 图3.1系统组成框图 2、总体设计思路 根据题目要求，经过认真分析，决定采用脉宽调制方式实现低频功率放大器 （即D 类功 率放大器）。脉宽调制电路（PWM ）的脉宽调制原理 如图3.2所示。 图3.2脉宽调制原理图 一般的D 类放大器电路的工作原理是用 “振荡发生器”输出的三角波与来自外部的模拟 音频信号进行比较，在“脉宽调制比较器”输出端产生一个其脉宽变化与音频信号幅值成正 比例的可变脉宽方波。此方波通过“数字逻辑电路”输出反相的方波。 在音频信号的前半周 （正电压），脉宽调制方波的占空比小于 50%，使高端MOS 管饱和导通，输出瞬间脉冲电压 V ec — 0=V cc 。在音频信号的后半周（负电压），低端MOS 饱和导通，电压 0— V ec = — V cc o 将输 亠 PWM — 高速开关电路 及滤波网络 D 类功率放大器 796D Vin=O,占空比-50%
开关电源原理（希望能帮到同行的你更加深入的了解开关电源，温故而知新吗！！） 一、开关电源的电路组成[/b]：： 开关电源的主要电路是由输入电磁干扰滤波器（EMI）、整流滤波电路、功率变换电路、PWM控制器电路、输出整流滤波电路组成。辅助电路有输入过欠压保护电路、输出过欠压保护电路、输出过流保护电路、输出短路保护电路等。 开关电源的电路组成方框图如下： 二、输入电路的原理及常见电路[/b]：： 1、AC输入整流滤波电路原理： ①防雷电路：当有雷击，产生高压经电网导入电源时，由MOV1、MOV2、MOV3：F1、F2、F3、FDG1组成的电路进行保护。当加在压敏电阻两端的电压超过其工作电压时，其阻值降低，使高压能量消耗在压敏电阻上，若电流过大，F1、F2、F3会烧毁保护后级电路。 ②输入滤波电路：C1、L1、C2、C3组成的双π型滤波网络主要是对输入电源的电磁噪声及杂波信号进行抑制，防止对电源干扰，同时也防止电源本身产生的高频杂波对电网干扰。当电源开启瞬间，要对C5充电，由于瞬间电流大，加RT1（热敏电阻）就能有效的防
止浪涌电流。因瞬时能量全消耗在RT1电阻上，一定时间后温度升高后RT1阻值减小（RT1是负温系数元件），这时它消耗的能量非常小，后级电路可正常工作。 ③整流滤波电路：交流电压经BRG1整流后，经C5滤波后得到较为纯净的直流电压。若C5容量变小，输出的交流纹波将增大。 2、 DC输入滤波电路原理： ①输入滤波电路：C1、L1、C2组成的双π型滤波网络主要是对输入电源的电磁噪声及杂波信号进行抑制，防止对电源干扰，同时也防止电源本身产生的高频杂波对电网干扰。C3、C4为安规电容，L2、L3为差模电感。 ② R1、R2、R3、Z1、C6、Q1、Z2、R4、R5、Q2、RT1、C7组成抗浪涌电路。在起机的瞬间，由于C6的存在Q2不导通，电流经RT1构成回路。当C6上的电压充至Z1的稳压值时Q2导通。如果C8漏电或后级电路短路现象，在起机的瞬间电流在RT1上产生的压降增大，Q1导通使Q2没有栅极电压不导通，RT1将会在很短的时间烧毁，以保护后级电路。 三、功率变换电路[/b]：： 1、 MOS管的工作原理：目前应用最广泛的绝缘栅场效应管是MOSFET（MOS管），是利用半导体表面的电声效应进行工作的。也称为表面场效应器件。由于它的栅极处于不导电状态，所以输入电阻可以大大提高，最高可达105欧姆，MOS管是利用栅源电压的大小，来改变半导体表面感生电荷的多少，从而控制漏极电流的大小。 2、常见的原理图：
2.1、输入整流滤波电路 只要有交流电AC220V输入，ATX开关电源，无论是否开启，其辅助电源就一直在工作，直接为开关电源控制电路提供工作电压。图1中，交流电AC220V经过保险管FUSE、电源互感滤波器L0，经BD1—BD4整流、C5和C6滤波，输出300V左右直流脉动电压。C1为尖峰吸收电容，防止交流电突变瞬间对电路造成不良影响。TH1为负温度系数热敏电阻，起过流保护和防雷击的作用。L0、R1和C2组成Π型滤波器，滤除市电电网中的高频干扰。C3和C4为高频辐射吸收电容，防止交流电窜入后级直流电路造成高频辐射干扰。 2.2、高压尖峰吸收电路 D18、R004和C01组成高压尖峰吸收电路。当开关管Q03截止后，T3将产生一个很大的反极性尖峰电压，其峰值幅度超过Q03的C极电压很多倍，此尖峰电压的功率经D18储存于C01中，然后在电阻R004上消耗掉，从而降低了Q03的C极尖峰电压，使Q03免遭损坏。 2.3、辅助电源电路 整流器输出的300V左右直流脉动电压，一路经T3开关变压器的初级①~②绕组送往辅助电源开关管Q03的c极，另一路经启动电阻R002给Q03的b极提供正向偏置电压和启动电流，使Q03开始导通。Ic流经T3初级①~②绕组，使T3③~④反馈绕组产生感应电动势(上正下负)，通过正反馈支路C02、D8、R06送往Q03的b极，使Q03迅速饱和导通，Q03上的Ic电流增至最大，即电流变化率为零，此时D7导通，通过电阻R05送出一个比较电压至IC3（光电耦合器Q817）的③脚，同时T3次级绕组产生的感应电动势经D50整流滤波后一路经R01限流后送至IC3的①脚，另一路经R02送至IC4（精密稳压电路TL431），由于Q03饱和导通时次级绕组产生的感应电动势比较平滑、稳定，经IC4的K端输出至IC3的②脚电压变化率几乎为零，使IC3发光二极管流过的电流几乎为零，此时光敏三极管截止，从而导致Q1截止。反馈电流通过R06、R003、Q03的b、e极等效电阻对电容C02充电，随着C02充电电压增加，流经Q03的b极电流逐渐减小，使③~④反馈绕组上的感应电动势
一种基于PWM的开关功率放大器的设计 原作者：韩金刚史新乾汤天浩王小明 一、前言 振动测试系统是模拟某种产品的实际使用环境，在产品出厂前检验其结构特性和可靠性，这对于新产品开发起着重要作用，因此，被广泛应用于军事，自动化，半导体，汽车，航空航天等行业。 采用开关功率放大器的电动式振动测试系统是目前应用广泛的一种振动试验系统。通常能提供正弦、随机和冲击试验环境，它的频率范围广，动态范围宽，易于实现自动或手动控制；加速度波形良好，适合产生随机波；可得到很大的加速度。 功率放大器是电动振动试验系统的重要组成部分，其性能和与振动台的匹配状况直接关系着系统的性能。功率放大器发展到现在已经历了3代：电子管功率放大器、晶体管线性功率放大器及开关功率放大器。目前电子管功率放大器已经很少使用，晶体管线性功率放大器效率通常只有50％左右，而其他的能量则转化为热能，不但效率低，而且散热是个很大问题。开关功率放大器如果采用功率场效应管（PMOSFET），则损耗很小，效率可达到90％，发热少，冷却设备简单。由于开关功率放大器输出电压容易调节，且电流的波峰系数较大，这样就可以直接与振动台耦合，而不需要输出变压器。而且PMOSFET的开关频率高，因此放大器体积小，功率密度大，容易实现模块化。 本文应用PWM技术设计并实现了5kW的功率放大器模块。由于采用PMOSFET，开关频率达到50 kHz,体积比较小，效率高。输出电感铁芯采用钻基非晶合金，频率响应范围广。2主电路设计2.1主电路结构
开关式功率放大器主电路结构如图1所示。三相交流电经过工频变压器隔离、降压送入三相全桥滤波器，然后通过电容滤波得到低纹波直流电源V in。主电路由4只PMOSFET组．成一个全桥变换器。输出的电压波经过常模和共模扼流线圈滤波后输出到振动台。 开关功率放大器输出正弦波（5Hz～5kHz）或随机波形。采用提高开关频率的方法来抑制谐波虽然有效，但是会增加PMOSFET的开关损耗，从而导致变换器的效率下降。本文采用倍频PWM技术，即三角载波的频率为100 kHz,而MOSFET的开关频率为50 kHz,这样不仅能够有效地降低谐波，而且也可以减少开关损耗。变换器工作时，同一个桥臂上的MOSF ET交替导通，当Q1，Q3同时导通时输出为零，只有对角线上的Q1，Q4或Q3，Q2同时导通时才输出电压波形。 二、控制逻辑 由于开关功率放大器是通过输入信号来改变输出结果的，所以是开环控制。其控制逻辑如图2所示，由载波发生，调制信号，比较单．元和延时单元组成。载波是频率为50 kHz三角波，由模拟振荡电路获得。调制信号由振动台控制系统给定，滤波后送到比较器的同相端。载波以及反相的载波分别送到比较器的反相端。调制后的信号通过一个由RC电路和与非门组成的延时单元，防止同一桥臂的MOSFET的直通，最后经过缓冲器到驱动电路。
反激式开关电源电路图讲解 一，先分类 开关电源的拓扑结构按照功率大小的分类如下： 10W以内常用RCC(自激振荡)拓扑方式 10W-100W以内常用反激式拓扑(75W以上电源有PF值要求) 100W-300W 正激、双管反激、准谐振 300W-500W 准谐振、双管正激、半桥等 500W-2000W 双管正激、半桥、全桥 2000W以上全桥 二，重点 在开关电源市场中,400W以下的电源大约占了市场的70-80%,而其中反激式电源又占大部分,几乎常见的消费类产品全是反激式电源。 优点：成本低,外围元件少，低耗能，适用于宽电压范围输入,可多组输出. 缺点：输出纹波比较大。(输出加低内阻滤波电容或加LC噪声滤波器可以改善) 今天以最常用的反激开关电源的设计流程及元器件的选择方法为例。给大家讲解如何读懂反激开关电源电路图! 三，画框图 一般来说，总的来分按变压器初测部分和次侧部分来说明。开关电源的电路包括以下几个主要组成部分，如图1
图1，反激开关电源框图 四，原理图 图2是反激式开关电源的原理图，就是在图1框图的基础上，对各个部分进行详细的设计，当然，这些设计都是按照一定步骤进行的。下面会根据这个原理图进行各个部分的设计说明。 图2 典型反激开关电源原理图
五，保险管 图3 保险管 先认识一下电源的安规元件—保险管如图3。 作用：安全防护。在电源出现异常时，为了保护核心器件不受到损坏。 技术参数：额定电压 ,额定电流 ,熔断时间。 分类：快断、慢断、常规 计算公式：其中：Po：输出功率 η效率：(设计的评估值) Vinmin ：最小的输入电压 2：为经验值，在实际应用中，保险管的取值范围是理论值的1.5~3倍。 0.98： PF值 六，NTC和MOV NTC 热敏电阻的位置如图4。 图4 NTC热敏电阻
P W M功率放大电路 Modified by JACK on the afternoon of December 26, 2020
PWM功率放大电路 ——卢浩天 LC梦创电子制作工作室一、PWM功率放大原理 PWM功放电路有单极性和双极性之分。双极性指在一个PWM周期内，电机电枢电压正、负极性改变一次；单极性指PWM功放管工作时，有一个PWM信号端和一个方向控制端，在电机正转或反转时，仅有对应的一对功放管通电，而另一对功放管截止。因此，电机电枢在正转或反转时，正、负极性是固定的，即是单极性的。 若忽略晶体管的管压降，可以认为PWM功率放大管的输出电平等于 电源电压，即| U|=C U。图1描绘了电枢的电压波形和电流波形。在图 AB 中，T为PWM脉冲周期， T为正脉冲宽度，h T为负脉冲宽度。电枢两端 P 的电流是一个脉动的连续电流，从图可看出，电枢两端的电流是一个脉动的连续电流，加快PWM的切换频率，电流的脉动就变小，结果近似于直流信号的效果，使电机均匀旋转。同时，如果改变PWM的脉冲的宽度，电枢中的平均电流也将变化，电机的转速便将随之改变，这就是PWM调速的原理。 在图中，PWM脉冲频率决定了电枢电流的连续性，从而也决定了电机运行的平稳性。如果脉冲频率切换频率选择不当，电机的低速性能有可能不理想，容易烧坏晶体管，而且由于电流不连续，电机有可能产生剧烈震荡，甚至出现啸叫现象，这些都是不允许的。因此，在设计PWM功率放
大器时，要慎重选择切换频率。为了克服静摩擦，改善运行特性，切换频率应能使电机轴产生微振，即： 式中，T K 为转矩系数，Φ=M T C K （M C 为电机电磁常数、Φ为励磁磁通），C U 为功放电源，A L 为电枢电感，S T 为电机静摩擦力矩。 另外，选择切换频率具体还应考虑以下几个方面： （1）微振的最大角位移应小于允许的位置误差。在伺服系统中，假设要求位置误差小于δ，则要求切换频率满足下式： 式中，J 为电机及负载的转动惯量。 （2）应尽量减小电机内产生的高频功耗。PWM 脉冲信号的谐波分量将引起电机内部的功耗，降低效率。为此切换频率应足够高，使电机电枢感抗大大超过电枢内阻，即要求 式中，A R 是电机电枢电阻。 （3）应当远远大于系统的固有频率，防止系统固有振荡。 实际设计时应综合考虑上述条件，在1000Hz 至数万Hz 的范围内选取PWM 切换频率。特别需要强调的是，由于伺服电机的电枢电感较小，如果频率不够高，交流分量过大，很容易烧毁功放管。不过功放管的开关频率总有一个限度，对大功率功放管来说，开关频率越高，制造工艺难度越大，成本也越高。因此，用户要根据自己的实际需要确定有关参数，使自己构建的功率放大器有较高的性能价格比。 二、标准的PWM 功率放大器 图2举出了一个实际的标准双极性PWM 功率放大器。它是一个典型的H 型功放，四个功放管分别采用NPN 型达林顿管TIP122和PNP 型达
计算机开关电源原理图电路分析
计算机开关电源原理图电路分析 第一章 基本构成方框图及原理分析 一、基本方框图 +5VSB PG PS/ON ±5V/±12V/3.3V 二、原理分析 1．工作原理 交流电220V 进入输入滤波电路，衰减电网电源线进入的外来噪声，再进入 浪涌电流抑制电路，抑制开机瞬间的浪涌电流，进入桥式滤波电路，把交流220V 整流滤波成直流300V 电压。一路进入开关电路，另一路进入辅助电源电路，经 过辅助电源电路内部变换，输出两组电压，一组为+5VSB 电压，另一组为TL494 ⑿脚提供工作电压（约18V ）。 TL494有了工作电压，就开始振荡工作，经内部整形，在其⒁脚就有+5V 基准电压，⑧脚⑾脚输出脉冲矩形波，经驱动电路放大，驱动变压器耦合，送 到开关电路开关管的基极，控制开关管轮流导通和截止，于是在开关变压器次 级就有脉冲方波输出，经次级侧整流滤波，输出直流电压±5V ，±12V ，＋3.3V 。 输入 滤波 电路 浪涌电流抑制电路 桥式（倍 压）整流 电路 滤波 电路 开关 电路 开关 变压器 整流滤波 电路 辅助电源 开关电路 整流 滤波 电路 整流 滤波 电路 驱动 变压 器 驱动 放大 电路 TL494 LM339 过流 保护 检测 电路 稳压 检测 电路 过压保护 检测 电路 1 114 81 325 61
2．稳压原理 当输出电压（+5V，+12V，+3.3V）因某种原因升高或降低时，经稳压检测电路（取样电阻）检测，到TL494①脚的电压也相应升高或降低，经TL494内部取样放大器比较，从而使TL494内部末级输出晶体管输出的调制脉冲宽度变窄或变宽，经驱动电路加到两开关管的基极驱动脉冲的宽度也相应变窄或变宽，这样从开关管经高频变压器耦合到次级绕组的脉冲调制电压的脉冲宽度也将变窄或变宽，经整流滤波后的直流电压必然下降或升高，从而使输出电压保持稳定。 3．过流保护原理 当输出电压某一组负载过大或短路时，开关变压器绕组电流也增大，从而使推动变压器上感应的电流也增大，经耦合，推动变压器初级电流也相应增加，此电压经整流、取样，使TL494⒃脚和LM339⑤脚的电压升高，导致TL494输出的调制脉冲宽度为0，从而达到过流保护的目的。 4．过压保护原理 当输出电压超过规定值时，稳压管将被击穿而导通，LM339⑤脚电压将会升高，LM339②脚输出电压也会升高，从而使TL494④脚电压也会升高，结果使TL494⑧脚⑾脚输出的调制脉冲宽度为0，开关管处于截止状态，从而达到过压保护的目的。 第二章基本单元电路原理分析 一、输入滤波电路 作用：防止输入电源窜入噪声，抑制开关电源产生的噪声反馈到输入电源。 FL1和CX1组成差模抗干扰电路（正态）； FL1或CY1、CY2组成共模抗干扰电路（共态）； 经LC振荡产生一高频振荡频率吸收电路，当外界高频干扰信号来时，经吸收电路短路到地，输出正常的50HZ低频信号，此电路又称低通滤波器。 二、浪涌电流抑制电路
高效率PWM音频功率放大器 本设计主要由功率放大器、信号变换电路、输出功率显示电路和保护电路组成。功率放大器部分采用D类功率放大器确保高效，在5V供电情况下输出功率大于1W，且输出波形无明显失真，低频输出噪声电压很低(输出频率为20kHz以下时，低频噪声电压约1mV)；信号变换部分采用差分放大电路，将双端输出信号变为1∶1的单端输出信号；输出功率显 1、题目分析及设计方案论证与比较 根据题目要求，整个系统由D类PWM功率放大器、信号转换电路及功率测量显示装置组成。其中核心部分为D类PWM功率放大器。之所以选择此方案是因为D类PWM功放能够达到更高的效率，且更好地确保波形不失真，加之以合理的滤波网络又进一步克服了高频干扰，从而使系统成为高效率、低失真、低干扰的功率放大系统。系统组成框图如图3.1所示。下面我们分别论述框图中各部分设计方案。 图3.1 系统组成框图 2、总体设计思路 根据题目要求，经过认真分析，决定采用脉宽调制方式实现低频功率放大器(即D类功率放大器)。脉宽调制电路(PWM)的脉宽调制原理如图3.2所示。 图3.2 脉宽调制原理图 一般的D类放大器电路的工作原理是用“振荡发生器”输出的三角波与来自外部的模拟音频信号进行比较，在“脉宽调制比较器”输出端产生一个其脉宽变化与音频信号幅值成正比例的可变脉宽方波。此方波通过“数字逻辑电路”输出反相的方波。在音频信号的前半周(正电压)，脉宽调制方波的占空比小于50%，使高端MOS管饱和导通，输出瞬间脉冲电压V ec－0=V cc。在音频信号的后半周(负电压)，低端MOS饱和导通，电压0－V ec=－V cc。将输
出的脉宽调制电压经LC低通网络滤除高频成分，在负载端得到与输入模拟信号相似但被放大了的电压。 D放大器虽有较大难度但可大大提高效率，且失真很小，波形放大效果良好，而且配合以较好的滤波网络克服了高频干扰。 系统原理框图如图3.3所示。可采用AD521实现双端输入变单端输出的信号变换。在测试部分采用乘法器将变换电路输出的信号电压加以平方，经分压送至表头显示。 图3.3 系统原理框图 第1节PWM功率放大器 实验一三角波发生器及误差放大器用555芯片构成三角波发生电路，如图3.4所示。 图3.4 三角波发生电路 本设计利用555组成的多谐振荡器的C4充放电特性加以改进，实现C4的线性充放电获得三角波。利用VT1、VT2和R6构成的恒流源对C4实现线性充电，利用VT3、VT4和R7构
D类功率放大器 摘要： 本系统以高效率D类功率放大器为核心，通过将三角波与放大的音频信号相比较获得PWM脉宽调制信号，控制由MOSFET管构成的对称H桥结构进行功率放大，再通过Butterworth滤波器低通滤波后输出，系统还能够进行功率的测量于显示。经测试，功率放大器效率达到66%，系统总体比较理想的实现了设计指标的要求。 关键词：D类功率放大器、PWM脉宽调制、H桥电路，Butterworth低通滤波器 目录 1方案论证与选择__________________________________________________ 2 1.1高效率功率放大器类型的选择____________________________________ 2 1.1.1高效率功率放大器类型的选择_________________________________________ 2 1.1.2高速开关电路_______________________________________________________ 2 1)输出方式__________________________________________________________ 2 2)驱动方式__________________________________________________________ 3 1.1.3滤波器的选择_______________________________________________________ 4 2单元电路设计____________________________________________________ 5 2.1D类功率放大器电路 ___________________________________________ 5 2.1.1D类放大器的工作原理： _____________________________________________ 5 2.1.2三角波发生电路_____________________________________________________ 6 2.1.3比较器: ____________________________________________________________ 7 2.1.4音频信号前置放大器： ______________________________________________ 10 2.1.5开关放大电路：____________________________________________________ 10 1)驱动电路：_______________________________________________________ 10 2)H桥互补对称输出电路： ____________________________________________ 10 2.1.6低通滤波器：______________________________________________________ 11 2.2信号变换电路________________________________________________ 12 2.3功率测量及显示电路 __________________________________________ 12 3软件设计_______________________________________________________ 12 4系统测试及改进方案_____________________________________________ 12 5结论___________________________________________________________ 14参考文献___________________________________________________________ 14附录1 主要元器件清单 ______________________________错误！未定义书签。附录2 程序清单 ____________________________________错误！未定义书签。附录3 印制版图 ____________________________________错误！未定义书签。