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恒压恒流电源芯片DK906 6W原边反馈开关电源方案

恒压恒流电源芯片DK906 6W原边反馈开关电源方案
恒压恒流电源芯片DK906 6W原边反馈开关电源方案

开关电源闭环反馈响应及测试

开关电源闭环反馈响应及测试 开关电源依靠反馈控制环路来保证在不同的负载情况下得到所需的电压和电流。反馈控制环路的设计影响到许多因素,包括电压调整、稳定性和瞬态响应。当某个反馈控制环路在某个频率的环路增益为单位增益或更高且总的相位延迟等于360 时,反馈控制环路将会产生振荡。稳定性通常用下面两个参数来衡量: 相位裕量:当环路增益为单位增益时实际相位延迟与360 间的差值,以度为单位表示。 增益裕量:当总相位延迟为360 时,增益低于单位增益的量,以分贝为单位表示。 对多数闭环反馈控制系统,当环路增益大于0dB时,相位裕量都大于45 (小于315 )。当环路相位延迟达到360 时,增益裕量为-20dB或更低。 如果这些条件得到满足,控制环将具有接近最优的响应;它将是无条件稳定的,即不会阻尼过小也不会阻尼过大。通过测量在远远超出控制环通常操作带宽的情况下控制环的频率响应,可以保证能够反映出所有可能的情况。 一个单输出开关电源的控制环增益和相位响应曲线。测量是利用一个GP102增益相位分析仪(一种独立的用来评价控制环增益和相位裕量的仪器)进行的,然后输入到电子表软件中。 在这一例子中,从0dB增益交点到360 测量得到的相位裕量为82 (360 到 278 )。从0dB增益交点到相位达到360 的增益裕量为-35dB。把这些增益和相位裕量值与-20dB增益裕量和60 相位裕量的目标值相比较,可以肯定被测试电源的瞬态响应和调节是过阻尼的,也是不可接受的。 0dB交点对应的频率为160Hz,这导致控制环的响应太慢。理想情况下,在1或2KHz处保持正的环增益是比较合适的,考虑到非常保守的增益和相位裕量,不必接近不稳定区即可改善控制环的动态特性。当然需要对误差放大器补偿器件进行一些小的改动。进行修改后,可以对控制环重新进行测试以保证其无条件稳定性。通常可利用频率响应分析仪(FRA)或增益-相位分析仪进行这种测量。这些仪器采用了离散傅里叶变换(DFT)技术,因为被测信号经常很小且被掩盖在噪声和电源开关台阶所产生的失真中。DFT用来从中提取出感兴趣的信号。 测试信号注入 为进行测量,FRA向控制环中注入一个已知频率的误差信号扰动。利用两个FRA通道来判断扰动要多长时间才能从误差放大器输入到达电源输出。 扰动信号应该在控制环反馈信号被限制在单条路径的地方注入,并且来自低阻抗的驱动源。连接到电源输出或误差放大器输出的反馈路径是注入扰动信号的好地方。 通过信号发生器通过一个隔离变压器连接到测试电路,以保证FRA信号发生器和被测试电路间的电气隔离。注入方法将扰动信号注入到误差放大器的输入。对于电源输出电压在FRA最大输入电压限制以内的情况,这一方法是合适的。 如果被测量电源的输出电压比FRA最大输入电压还要高,那么第一种注入方法就不适用了。扰动信号被注入到误差放大器的输出,此处的控制环对地电压比较低。如果电源电压超过FRA输入范围则应采用这种注入方法。

相关开关电源原理及电路图

相关开关电源原理及电路图 2012-06-03 17:39:37 来源:21IC 关键字:开关电源电路图 什么是开关电源?所谓开关电源,故名思议,就是这里有一扇门,一开门电源就通过,一关门电源就停止通过,那么什么是门呢,开关电源里有的采用可控硅,有的采用开关管,这两个元器件性能差不多,都是靠基极、(开关管)控制极(可控硅)上加上脉冲信号来完成导通和截止的,脉冲信号正半周到来,控制极上电压升高,开关管或可控硅就导通,由220V整流、滤波后输出的300V电压就导通,通过开关变压器传到次级,再通过变压比将电压升高或降低,供各个电路工作。振荡脉冲负半周到来,电源调整管的基极、或可控硅的控制极电压低于原来的设置电压,电源调整管截止,300V电源被关断,开关变压器次级没电压,这时各电路所需的工作电压,就靠次级本路整流后的滤波电容放电来维持。待到下一个脉冲的周期正半周信号到来时,重复上一个过程。这个开关变压器就叫高频变压器,因为他的工作频率高于50HZ低频。那么推动开关管或可控硅的脉冲如何获得呢,这就需要有个振荡电路产生,我们知道,晶体三极管有个特性,就是基极对发射极电压是0.65-0.7V是放大状态,0.7V以上就是饱和导通状态,-0.1V- -0.3V就工作在振荡状态,那么其工作点调好后,就靠较深的负反馈来产生负压,使振荡管起振,振荡管的频率由基极上的电容充放电的时间长短来决定,振荡频率高输出脉冲幅度就大,反之就小,这就决定了电源调整管的输出电压的大小。那么变压器次级输出的工作电压如何稳压呢,一般是在开关变压器上,单绕一组线圈,在其上端获得的电压经过整流滤波后,作为基准电压,然后通过光电耦合器,将这个基准电压返回振荡管的基极,来调整震荡频率的高低,如果变压器次级电压升高,本取样线圈输出的电压也升高,通过光电耦合器获得的正反馈电压也升高,这个电压加到振荡管基极上,就使振荡频率降低,起到了稳定次级输出电压的稳定,太细的工作情况就不必细讲了,也没必要了解的那么细的,这样大功率的电压由开关变压器传递,并与后级隔开,返回的取样电压由光耦传递也与后级隔开,所以前级的市电电压,是与后级分离的,这就叫冷板,是安全的,变压器前的电源是独立的,这就叫开关电源。 图开关电源原理图1

开关电源反馈设计

第六章 开关电源反馈设计 除了磁元件设计以外,反馈网络设计也是开关电源了解最少、且非常麻烦的工作。它涉及到模拟电子技术、控制理论、测量和计算技术等相关问题。 开关电源环路设计的目标是要在输入电压和负载变动范围内,达到要求的输出(电压或电流)精度,同时在任何情况下应稳定工作。当负载或输入电压突变时,快速响应和较小的过冲。同时能够抑制低频脉动分量和开关纹波等等。 为了较好地了解反馈设计方法,首先复习模拟电路中频率特性、负反馈和运算放大器基本知识,然后以正激变换器为例,讨论反馈补偿设计基本方法。并介绍如何通过使用惠普网络分析仪HP3562A 测试开环响应,再根据测试特性设计校正网络和验证设计结果。最后对仿真作相应介绍。 6.1 频率响应 在电子电路中,不可避免存在电抗(电感和电容)元件,对于不同的频率,它们的阻抗随着频率变化而变化。经过它们的电信号不仅发生幅值的变化,而且还发生相位改变。我们把电路对不同频率正弦信号的输出与输入关系称为频率响应。 6.1.1 频率响应基本概念 电路的输出与输入比称为传递函数或增益。传递函数与频率的关系-即频率响应可以用下式表示 )()(f f G G ?∠= 其中G (f )表示为传递函数的模(幅值)与频率的关系,称为幅频响应;而∠?(f )表示输出信号与输入信号的相位差与频率的关系,称为相频响应。 典型的对数幅频响应如图6.1所示,图6.1(a)为幅频特性,它是画在以对数频率f 为横坐标的单对数坐标上,纵轴增益用20log G (f )表示。图6.1(b)为相频特性,同样以对数频率f 为横坐标的单对数坐标上,纵轴表示相角?。两者一起称为波特图。 在幅频特性上,有一个增益基本不变的频率区间,而当频率高于某一频率或低于某一频率,增益都会下降。当高频增高时,当达到增益比恒定部分低3dB 时的频率我们称为上限频率,或上限截止频率f H ,大于截止频率的区域称为高频区;在低频降低时,当达到增益比恒定部分低3dB 时的频率我们称为下限频率,或下限截止频率f L ,低于下限截止频率的区域称为低频区;在高 频截止频率与低频截止频率之间称为中频区。在这个区域内增益基本不变。同时定义 L H f f BW -= (6-1) 为系统的带宽。 6.1.2 基本电路的频率响应 1. 高频响应 在高频区,影响系统(电路)的高频响应的电路如图6.2所示。以图6.2a 为例,输出电压与输入电压之比随频率增高而下降,同时相位随之滞后。利用复变量s 得到 R s C sC R sC s U s U s G i o +=+== 11 /1/1)()()( (6-2) 对于实际频率,s =j ω=j 2πf ,并令 BW f H 103 103 (b) 图6.1 波特图

开关电源电路组成及各部分详解

一、开关电源的电路组成 开关电源的主要电路是由输入电磁干扰滤波器(EMI)、整流滤波电路、功率变换电路、PWM控制器电路、输出整流滤波电路组成。辅助电路有输入过欠压保护电路、输出过欠压保护电路、输出过流保护电路、输出短路保护电路等。 开关电源的电路组成方框图如下: 二、输入电路的原理及常见电路 1、AC输入整流滤波电路原理: ①防雷电路:当有雷击,产生高压经电网导入电源时,由MOV1、MOV2、MOV3:F1、F2、F3、FDG1组成的电路进行保护。当加在压敏电阻两端的电压超过其工作电压时,其阻值降低,使高压能量消耗在压敏电阻上,若电流过大,F1、F2、F3会烧毁保护后级电路。 ②输入滤波电路:C1、L1、C2、C3组成的双π型滤波网络主要是对输入电

源的电磁噪声及杂波信号进行抑制,防止对电源干扰,同时也防止电源本身产生的高频杂波对电网干扰。当电源开启瞬间,要对C5充电,由于瞬间电流大,加RT1(热敏电阻)就能有效的防止浪涌电流。因瞬时能量全消耗在RT1电阻上,一定时间后温度升高后RT1阻值减小(RT1是负温系数元件),这时它消耗的能量非常小,后级电路可正常工作。 ③整流滤波电路:交流电压经BRG1整流后,经C5滤波后得到较为纯净的直流电压。若C5容量变小,输出的交流纹波将增大。 2、DC输入滤波电路原理: ①输入滤波电路:C1、L1、C2组成的双π型滤波网络主要是对输入电源的电磁噪声及杂波信号进行抑制,防止对电源干扰,同时也防止电源本身产生的高频杂波对电网干扰。C3、C4为安规电容,L2、L3为差模电感。 ②R1、R2、R3、Z1、C6、Q1、Z2、R4、R5、Q2、RT1、C7组成抗浪涌电路。在起机的瞬间,由于C6的存在Q2不导通,电流经RT1构成回路。当C6上的电压充至Z1的稳压值时Q2导通。如果C8漏电或后级电路短路现象,在起机的瞬间电流在RT1上产生的压降增大,Q1导通使Q2没有栅极电压不导通,RT1将会在很短的时间烧毁,以保护后级电路。 三、功率变换电路 1、MOS管的工作原理:目前应用最广泛的绝缘栅场效应管是MOSFET(MOS管),是利用半导体表面的电声效应进行工作的。也称为表面场效应器件。由于它的栅极处于不导电状态,所以输入电阻可以大大提高,最高可达105欧姆,MOS管是利用栅源电压的大小,来改变半导体表面感生电荷的多少,从而控制漏极电流的大小。 2、常见的原理图:

环路相位-开关电源稳定性设计

环路相位-开关电源稳定性设计 专业技术 环路相位-开关电源稳定性设计 摘要:环路,相位,增益,负载,开关电源,稳定性,电压,相移,电源,频率, 信号接收机-基于单芯片的GPS接收机硬件设计白光调光-白光和彩色光智能照明系统解决方案设备方案-台达UPS在中小企业中的创新应用方案触摸屏电容-电容式触摸屏系统解决方案测量肺活量-利用高性能模拟器件简化便携式医疗设备设计测量温度-热敏电阻(NTC)的基本参数及其应用动能产品-动能电子企业文化活动丰富员工生活电路板镀锡-无锡华文默克发布PCB/SMT工艺方案引擎电压-采用接近传感器的火花探测器太阳能控制器-太阳能LED街灯的挑战及安森美半导体高能效解决方案众所周知,任何闭环系统在增益为单位增益l,且内部随频率变化的相移为360°时,该闭环控制系统都会存在不稳定的可能性。因此几乎所有的开关电源都有一个闭环反馈控制系统,从而能获得较好的性能。在负反馈系统中,控制放大器的连接方式 有意地引入了180°相移,如果反馈 众所周知,任何闭环系统在增益为单位增益l,且内部随频率变化的相移为360°时,该闭环控制系统都会存在不稳定的可能性。因此几乎所有的开关电源都有一个闭环反馈控制系统,从而能获得较好的性能。在负反馈系统中,控制放大器的连接方式有意地引入了180°相移,如果反馈的相位保持在180°以内,那么控制环路将总是稳定的。当然,在现实中这种情况是不会存在的,由于各种各样的开关延时和电抗引入了额外的相移,如果不采用适合的环路补偿,这类相移同样会导致开关电源的不稳定。 1 稳定性指标衡量开关电源稳定性的指标是相位裕度和增益裕度。相位裕度是指:增益降到0dB 时所对应的相位。增益裕度是指:相位为-180度时所对应的增益大小(实际是衰减)。在实际设计开关电源时,只在设计反激变换器时才考虑增益裕度,设计其它变换器时,一般不使用增益裕度。在开关电源设计中,相位裕度有两个相互独立作用:一是可以阻尼变换器在负载阶跃变化时出现的动态过程;另一个作用是当元器件参数发生变化时,仍然可以保证系统稳定。相位裕度只能用来保证“小信号稳定”。在负载阶跃变化时,电源不可避免要进入“大信号稳定”范围。工程中我们认为在室温和标准输入、正常负载条件下,环路的相位裕度要求大于45°。在各种参数变化和误差情况下,这个相位裕度足以确保系统稳定。如果负载变化或者输入电压范围变化非常大,考虑在所有负载和输入电压下环路和相

最详细的开关电源反馈回路设计

最详细的开关电源反馈回 路设计 Prepared on 22 November 2020

开关电源反馈回路设计 开关电源反馈回路主要由光耦(如PC817)、电压精密可调并联稳压器(如TL431)等器件组成。要研究如何设计反馈回路,首先先要了解这两个最主要元器件的基本参数。 1、光耦 PC817的基本参数如下表: 2、可调并联稳压器 由TL431的等效电路图可以看到,Uref是一个内部的基准源,接在运放的反相输入端。由运放的特性可知,只有当REF端(同相端)的电压非常接近Uref()时,三极管中才会有一个稳定的非饱和电流通过,而且随着REF端电压的微小变化,通过三极管VT的电流将从1到100mA变化。当然,该图绝不是TL431的实际内部结构,所以不能简单地用这种组合来代替它。但如果在设计、分析应用TL431的电路时,这个模块图对开启思路,理解电路都是很有帮助的。 前面提到TL431的内部含有一个的基准电压,所以当在REF端引入输出反馈时,器件可以通过从阴极到阳极很宽范围的分流,控制输出电压。如图2所示的电路,当R1和R2的阻值确定时,两者对Vo的分压引入反馈,若Vo增大,反馈量增大,TL431的分流也就增加,从而又导致Vo下降。显见,这个深度的负反馈电路必然在Uref等于基准电压处稳定,此时Vo=(1+R1/R2)Vref。 图2 选择不同的R1和R2的值可以得到从到36V范围内的任意电压输出,特别地,当R1=R2时,Vo=5V。需要注意的是,在选择电阻时必须保证TL431工作的必要条件,就是通过阴极的电流要大于1mA。 了解了TL431和PC817的基本参数后,来看实际电路: 图3 反馈回路主要关注R6、R8、R13、R14、C8这几个器件的取值。 首先来看R13。R13、R14是TL431的分压电阻,首先应先确定R13的值,再根据Vo=(1+R14/R13)Vref公式来计算R14的值。 1.确定R13.、R14取值

最详细的开关电源反馈回路设计说课讲解

最详细的开关电源反馈回路设计

开关电源反馈回路设计 开关电源反馈回路主要由光耦(如PC817)、电压精密可调并联稳压器(如TL431)等器件组成。要研究如何设计反馈回路,首先先要了解这两个最主要元器件的基本参数。 1、光耦 PC817的基本参数如下表:

2、可调并联稳压器 由TL431的等效电路图可以看到,Uref是一个内部的2.5V 基准源,接在运放的反相输入端。由运放的特性可知,只有当REF 端(同相端)的电压非常

接近Uref(2.5V)时,三极管中才会有一个稳定的非饱和电流通过,而且随着REF 端电压的微小变化,通过三极管VT的电流将从1 到100mA 变化。当然,该图绝不是TL431 的实际内部结构,所以不能简单地用这种组合来代替它。但如果在设计、分析应用TL431 的电路时,这个模块图对开启思路,理解电路都是很有帮助的。 前面提到TL431 的内部含有一个2.5V 的基准电压,所以当在REF 端引入输出反馈时,器件可以通过从阴极到阳极很宽范围的分流,控制输出电压。如图2 所示的电路,当R1 和R2 的阻值确定时,两者对Vo 的分压引入反馈,若Vo 增大,反馈量增大,TL431 的分流也就增加,从而又导致Vo 下降。显见,这个深度的负反馈电路必然在Uref等于基准电压处稳定,此时 Vo=(1+R1/R2)Vref。 图2 选择不同的R1 和R2 的值可以得到从2.5V 到36V 范围内的任意电压输出,特别地,当R1=R2 时,Vo=5V。需要注意的是,在选择电阻时必须保证 TL431 工作的必要条件,就是通过阴极的电流要大于1 mA。

开关电源环路设计过程

1. 绪论 在开关模式的功率转换器中,功率开关的导通时间是根据输入和输出电压来调节的。因而,功率转换器是一种反映输入与输出的变化而使其导通时间被调制的独立控制系统。由于理论近似,控制环的设计往往陷入复杂的方程式中,使开关电源的控制设计面临挑战并且常常走入误区。下面几页将展示控制环的简单化近似分析,首先大体了解开关电源系统中影响性能的各种参数。给出一个实际的开关电源作为演示以表明哪些器件与设计控制环的特性有关。测试结果和测量方法也包含在其中。 2. 基本控制环概念 2.1 传输函数和博得图 系统的传输函数定义为输出除以输入。它由增益和相位因素组成并可以在博得图上分别用图形表示。整个系统的闭环增益是环路里各个部分增益的乘积。在博得图中,增益用对数图表示。因为两个数的乘积的对数等于他们各自对数的和,他们的增益可以画成图相加。系统的相位是整个环路相移之和。 2.2 极点 数学上,在传输方程式中,当分母为零时会产生一个极点。在图形上,当增益以20dB每十倍频的斜率开始递减时,在博得图上会产生一个极点。图1举例说明一个低通滤波器通常在系统中产生一个极点。其传输函数和博得图也一并给出。 2.3 零点 零点是频域范围内的传输函数当分子等于零时产生的。在博得图中,零点发生在增益以20dB每十倍频的斜率开始递增的点,并伴随有90度的相位超前。图2 描述一个由高通滤波器电路引起的零点。 存在第二种零点,即右半平面零点,它引起相位滞后而非超前。伴随着增益递增,右半平面零点引起90度的相位滞后。右半平面零点经常出现于BOOST和

BUCK-BOOST转换器中,所以,在设计反馈补偿电路的时候要非常警惕,以使系统的穿越频率大大低于右半平面零点的频率。右半平面零点的博得图见图3。 3.0 开关电源的理想增益相位图 设计任何控制系统首先必须清楚地定义出目标。通常,这个目标是建立一个简单的博得图以达到最好的系统动态响应,最紧密的线性和负载调节率和最好的稳定性。理想的闭环博得图应该包含三个特性:足够的相位裕量,宽的带宽,和高增益。高的相位裕量能阻尼振荡并缩短瞬态调节时间。宽的带宽允许电源系统快速响应线性和负载的突变。高的增益保证良好的线性和负载调节率。 3.1 相位裕量 参看图4,相位裕量是在穿越频率处相位高于0度的数量。这不同于大多数控制系统教科书里提出的从-180度开始测量相位裕量。其中包括DC负反馈所提供的180度初始相移。在实际测量中,这180度相移在DC处被补偿并允许相位裕量从0度开始测量。 根据奈奎斯特稳定性判据,当系统的相位裕量大于0度时,此系统是稳定的。然而,有一个边界稳定区域存在,此处(指边界稳定区,译注),系统由于瞬态响应引起振荡到经过一个长的调节时间最终稳定下来。如果相位裕量小于45度,

电脑开关电源原理及电路图

2.1、输入整流滤波电路 只要有交流电AC220V输入,ATX开关电源,无论是否开启,其辅助电源就一直在工作,直接为开关电源控制电路提供工作电压。图1中,交流电AC220V经过保险管FUSE、电源互感滤波器L0,经BD1—BD4整流、C5和C6滤波,输出300V左右直流脉动电压。C1为尖峰吸收电容,防止交流电突变瞬间对电路造成不良影响。TH1为负温度系数热敏电阻,起过流保护和防雷击的作用。L0、R1和C2组成Π型滤波器,滤除市电电网中的高频干扰。C3和C4为高频辐射吸收电容,防止交流电窜入后级直流电路造成高频辐射干扰。 2.2、高压尖峰吸收电路 D18、R004和C01组成高压尖峰吸收电路。当开关管Q03截止后,T3将产生一个很大的反极性尖峰电压,其峰值幅度超过Q03的C极电压很多倍,此尖峰电压的功率经D18储存于C01中,然后在电阻R004上消耗掉,从而降低了Q03的C极尖峰电压,使Q03免遭损坏。 2.3、辅助电源电路 整流器输出的300V左右直流脉动电压,一路经T3开关变压器的初级①~②绕组送往辅助电源开关管Q03的c极,另一路经启动电阻R002给Q03的b极提供正向偏置电压和启动电流,使Q03开始导通。Ic流经T3初级①~②绕组,使T3③~④反馈绕组产生感应电动势(上正下负),通过正反馈支路C02、D8、R06送往Q03的b极,使Q03迅速饱和导通,Q03上的Ic电流增至最大,即电流变化率为零,此时D7导通,通过电阻R05送出一个比较电压至IC3(光电耦合器Q817)的③脚,同时T3次级绕组产生的感应电动势经D50整流滤波后一路经R01限流后送至IC3的①脚,另一路经R02送至IC4(精密稳压电路TL431),由于Q03饱和导通时次级绕组产生的感应电动势比较平滑、稳定,经IC4的K端输出至IC3的②脚电压变化率几乎为零,使IC3发光二极管流过的电流几乎为零,此时光敏三极管截止,从而导致Q1截止。反馈电流通过R06、R003、Q03的b、e极等效电阻对电容C02充电,随着C02充电电压增加,流经Q03的b极电流逐渐减小,使③~④反馈绕组上的感应电动势

原边反馈开关电源设计

原边反馈电源方案的设计 原边反馈(PSR)的AC/DC控制技术是最近10年间发展起来的新型AC/DC控制技术,与传统的副边反馈的光耦加431的结构相比,其最大的优势在于省去了这两个芯片以及与之配合工作的一组元器件,这样就节省了系统板上的空间,降低了成本并且提高了系统的可靠性。在手机充电器等成本压力较大的市场,以及LED驱动等对体积要求很高的市场具有广阔的应用前景。 在省去了这些元器件之后,为了实现高精度的恒流/恒压(CC/CV)特性,必然要采用新的技术来监控负载、电源和温度的实时变化以及元器件的同批次容差,这就涉及到初级(原边)调节技术、变压器容差补偿、线缆补偿和EMI优化技术。 初级调节的原理是通过精确采样辅助绕组(NAUX)的电压变化来检测负载变化的信息。当控制器将MOS管打开时,变压器初级绕组电流ip从0线性上升到ipeak,公式为 。此时能量存储在初级绕组中,当控制器将MOS管关断后,能量通过变压器传递到次级绕组,并经过整流滤波送到输出端VO。在此期间,输出电压 VO 和二极管的正向电压 VF 被反射到辅助绕组 NAUX,辅助绕组 NAUX 上的电压在去磁开始时刻可由公式 表示,其中VF是输出整流二极管的正向导通压降,在去磁结束时刻 可由公式表示,由此可知,在去磁结束时间点,次级绕组输出电压与辅助绕组具有线性关系,只要采样此点的辅助绕组的电压,并形成由精确参考电压箝位的误差放大器的环路反馈,就可以稳定输出电压VO。这时的输出电流IO由公式表示,其中VCS是CS脚上的电压,其他参数意义如图1所示。这是恒压(CV)模式的工作原理。

图1 原边控制应用框图及主要节点波形图。 当负载电流超过电流极限时,负载电流会被箝位在极限电流值,此时系统就进入恒 流(CC)模式,这里对IO的公式需要加一个限定条件即,即去磁时间与开关周期的比例保持一个常数,这样在CC模式下的输出电流公式变成了 ,其中C1是一个小于0.5的常数,VCSLMT是CS引脚限压极限值。 在使得去磁时间与开关周期的比例保持一个常数后,输出的电压和电流就都与变压器的电感值无关了,因此在实用层面上降低了应用方案对同批次电感感值一致性的要求,从而降低了大规模生产加工的成本。 与此同时,原边反馈系统还会面临线缆压降的问题。因为系统不是直接采样输出端(次级绕组整流后)的电压,而是通过采样辅助绕组的去磁结束点的电压来控制环路反馈的,因此,当输出线较长或者线径较细时,在负载线上会存在较大的内阻(例如在充电器方案中)。在负载电流变化较大的情况下,输出线的末端电压也会有较大变化。在CV模式下,这种变化在某些场合是不能接受的,因此,原边反馈驱动芯片还应该提供对线缆压降补偿的功能,这个功能通常是通过在INV脚上拉一个小电流来实现的。通过预估补偿值来调节连接在INV 脚上的分压电阻的总阻值(分压比例不变),从而补偿不同负载线型和负载大小带来的线缆压降,以维持CV曲线的水平性(如图2 中的CV曲线)。 图2 原边反馈AC-DC控制器的工作模式示意图。

开关电源反馈电路

电流型开关电源中电压反馈电路的设计 2007-11-29 09:35:15| 分类:电源| 标签:|字号大中小订阅 尚修香侯振义空军工程大学电讯工程学院 在传统的电压型控制中,只有一个环路,动态性能差。当输入电压有扰动时,通过电压环反馈引起占空比的改变速度比较慢。因此,在要求输出电压的瞬态误差较小的场合,电压型控制模式是不理想的。为了解决这个问题,可以采用电流型控制模式。电流型控制既保留了电压型控制的输出电压反馈,又增加了电感电流反馈,而且这个电流反馈就作为PWM控制变换器的斜坡函数,从而不再需要锯齿波发生器,使系统的性能具有明显的优越性。电流型控制方法的特点如下: 1、系统具有快速的输入、输出动态响应和高度的稳定性; 2、很高的输出电压精度; 3、具有内在对功率开关电流的控制能力; 4、良好的并联运行能力。 由于反馈电感电流的变化率直接跟随输入电压和输出电压的变化而变化。电压反馈回路中,误差放大器的输出作为电流给定信号,与反馈的电感电流比较,直接控制功率开关通断的占空比,所以电压反馈是电流型电源设计中很重要的问题。本文介绍使用电流型控制芯片uc3842时,电压反馈电路的设计。 一、uc3842简介 图1为UC3842PWM控制器的内部结构框图。其内部基准电路产生+5V基准电压作为UC3842内部电源,经衰减得2.5V电压作为误差放大器基准,并可作为电路输出5V/50mA的电源。振荡器产生方波振荡,振荡频率取决于外接定时元件,接在4脚与8脚之间的电阻R与接在4脚与地之间的电容C共同决定了振荡器的振荡频率,f=1.8/RC。反馈电压由2脚接误差放大器反相端。1脚外接RC网络以改变误差放大器的闭环增益和频率特性,6脚输出驱动开关管的方波为图腾柱输出。3脚为电流检测端,用于检测开关管的电流,当3脚电压≥1V时,UC3842就关闭输出脉冲,保护开关管不至于过流损坏。UC3842PWM 控制器设有欠压锁定电路,其开启阈值为16V,关闭阈值为10V。正因如此,可有效地防止电路在阈值电压附近工作时的振荡。 图1UC3842的内部结构框图如下: UC3842具有以下特点: 1、管脚数量少,外围电路简单,价格低廉; 2、电压调整率很好; 3、负载调整率明显改善; 4、频响特性好,稳定幅度大; 5、具有过流限制、过压保护和欠压锁定功能。 UC3842具有良好的线性调整率,因为输入电压Vi 的变化立即反应为电感电流的变化,它不经过任何误差放大器就能在比较器中改变输出脉冲宽度,再增加一级输出电压Vo至误差放大器的控制,能使线性调整率更好;可明显地改善负载调整率,因为误差放大器可专门用于控制由于负载变化造成的输出电压

开关电源环路设计(详细)

6.4 开关电源闭环设计 从反馈基本概念知道:放大器在深度负反馈时,如输入不变,电路参数变化、负载变化或干扰对输出影响减小。反馈越深,干扰引起的输出误差越小。但是,深反馈时,反馈环路在某一频率附加相位移如达到180°,同时输出信号等于输入信号,就会产生自激振荡。 开关电源不同于一般放大器,放大器加负反馈是为了有足够的通频带,足够的稳定增益,减少干扰和减少线性和非线性失真。而开关电源,如果要等效为放大器的话,输入信号是基准(参考)电压U ref ,一般说来,基准电压是不变的;反馈网络就是取样电路,一般是一个分压器,当输出电压和基准 一定时,取样电路分压比(k v )也是固定的(U o =k v U ref ) 。开关电源不同于放大器,内部(开关频率)和外部干扰(输入电源和负载变化)非常严重,闭环设计目的不仅要求对以上的内部和外部干扰有很强抑制能力,保证静态精度,而且要有良好的动态响应。 对于恒压输出开关电源,就其反馈拓扑而言,输入信号(基准)相当于放大器的输入电压,分压器是反馈网络,这就是一个电压串联负反馈。如果恒流输出,就是电流串联负反馈。 如果是恒压输出,对电压取样,闭环稳定输出电压。因此,首先选择稳定的参考电压,通常为5~6V 或2.5V ,要求极小的动态电阻和温度漂移。其次要求开环增益高,使得反馈为深度反馈,输出电压才不受电源电压和负载(干扰)影响和对开关频率纹波抑制。一般功率电路、滤波和PWM 发生电路增益低,只有采用运放(误差放大器)来获得高增益。再有,由于输出滤波器有两个极点,最大相移180°,如果直接加入运放组成反馈,很容易自激振荡,因此需要相位补偿。根据不同的电路条件,可以采用Venable 三种补偿放大器。补偿结果既满足稳态要求,又要获得良好的瞬态响应,同时能够抑制低频纹波和对高频分量衰减。 6.4.1 概述 图6.31为一个典型的正激变换器闭环调节的例子。可以看出是一个负反馈系统。PWM 控制芯片中包含了误差放大器和PWM 形成电路。控制芯片也提供许多其他的功能,但了解闭环稳定性问题,仅需 考虑误差放大器和PWM 。 对于输出电压U o 缓慢或直流变化,闭环当然是稳定的。例如输入电网或负载变化(干扰),引起U o 的变化,经R 1和R 2取样(反馈网络),送到误差放大器EA 的反相输入端,再与加在EA 同相输入端的参考电压(输入电压)U ref 比较。将引起EA 的输出直流电平U ea 变化,再送入到脉冲宽度调制器PWM 的输入端A 。在PWM 中,直流电平U ea 与输入B 端0~3V 三角波U t 比较,产生一个矩形脉冲输出,其宽度t on 等于三角波开始时间t0到PWM 输入B 三角波与直流电平相交时间t1。此脉冲宽度决定了芯片中输出晶体管导通时间,同时也决定了控制晶体管Q1的导通时间。U dc 的增加引起U y 的增加,因U o =U y t o n /T ,U o 也随之增加。U o 增加引起Us 增加,并因此U ea 的减少。从三角波开始到t1的t on 相应减少, U o 恢复到它的初始值。当然,反之亦然。 PWM 产生的信号可以从芯片的输出晶体管发射极或集电极输出,经电流放大提供Q1基极驱动。但不管从那一点-发射极还是集电极-输出,必须保证当U o 增加,要引起t on 减少,即负反馈。 应当注意,大多数PWM 芯片的输出晶 体管导通时间是t0到t1。对于这样的芯片,U s 送到EA 的反相输入端,PWM 信号如果驱动功率NPN 晶体管基极(N 沟道MOSFET 的栅极),则芯片输出晶体管应由发射极输出。 然而,在某些PWM 芯片(TL494)中,它们的导通时间是三角波U t 与直流电平(U ea )相交时间 图6.31 典型的正激变换器闭环控制

一种24V开关电源的反馈控制及过压保护电路的设计与应用

一种24V开关电源的反馈控制及过压保护电路的设计与应用 发表时间:2019-03-12T16:30:12.327Z 来源:《电力设备》2018年第27期作者:刘华美[导读] 摘要:开关电源的可靠性直接影响到电子产品系统的可靠性,为了使开关电源安全可靠的工作,必须设计相关的反馈控制及过压保护。 (西藏自治区广电局032台) 摘要:开关电源的可靠性直接影响到电子产品系统的可靠性,为了使开关电源安全可靠的工作,必须设计相关的反馈控制及过压保护。本文采用光耦PC817和TL431结合设计出反馈控制及保护电路。理论和实践证明:该设计方案具有可靠的稳定性和可靠性。 关键词:开关电源;反馈控制;过压保护 The reliability of the switching power supply has a direct impact on the reliability of the electronic product system. In order to make the switching power supply work safely and reliably, relevant feedback control and over-voltage protection must be designed. In this paper, a feedback control and protection circuit is designed by using optocoupler PC817 and TL431. Theory and practice have proved that the design has reliable stability and reliability. Key words: switching power supply; feedback control; overvoltage protection 引言 目前,在各个电子通信系统中,反馈控制及保护电路已经得到广泛的应用。作为一种自动调节,反馈控制及保护电路就是当系统受到一定干扰后,能通过自身反馈控制及保护电路的调节作用使系统参数得到修正和保护。 开关电源中的反馈控制及过压保护电路是用来调整开关电源输出电压及电流稳定,保证开关电源所带负载能稳定工作。 图反馈控制及保护电路图 1、反馈控制及过压保护电路 本文设计的反馈控制及保护电路如下图所示,其基本原理为:在24V开关电源电路中,24V输出与控制芯片是相互隔离的,因此反馈采用光耦隔离形式,R4、RP1、R9是采样电阻,经分压后送至N1的输入端。当某种原因使24V升高时,TL431输入端的电压相应升高,当此电压超过TL431的内部基准电压(2.5V)时,光耦的初级导通,因此次级也导通,A点电压随之降低,从而使输出脉冲变窄,使输出的24V电压降低,达到调整目的。 保护电路同理,当输出电压超过28V时,R6、RP2、R11对电压采样,在N2的输入端的检测电压超过2.5V,使N2导通,光耦N4导通,不导通时B点电压为低,N4导通使B点电压升高,而B点电压经过V13送至SG1525的10脚,从而关闭输出脉冲。 2、电路实验结果 通过电路在实验中的实现,当24V电压升高时,通过反馈控制可以使24V输出电压降低,达到调整目的。在过压保护电路中24V电压达到28V时,能起到保护作用。 3、结束语 本文采用光耦PC817和TL431结合设计出反馈控制及保护电路。实验证明:电源具有更好的稳定性和可靠性。更重要的是,输入电压的正常与否直接影响开关电源的输出,这样直接关系到与开关电源相关设备是否能正常工作,及时给予保护。 参考文献: [1] 陈治明等. 电力电子技术的回顾与前瞻[J]. 电源技术应用, 1999.2:1-3. [2]催东风,王晓梅等.一种小型直流电源的反馈控制设计 [M]. 科技信息,2012.24:235-236. [3] 张勇虎,欧刚.电源保护电路的设计 [J]. 电子测量技术,2006.29(4):129-130.

开关电源反馈电路设计指导

开关电源设计学习园地https://www.doczj.com/doc/db5323713.html, 开关电源控制环设计 资料来源:Switching power supply control loop design(ASTEC-Application Note 5) 译者:smartway 1. 绪论 在开关模式的功率转换器中,功率开关的导通时间是根据输入和输出电压来调节的。因而,功率转换器是一种反映输入与输出的变化而使其导通时间被调制的独立控制系统。由于理论近似,控制环的设计往往陷入复杂的方程式中,使开关电源的控制设计面临挑战并且常常走入误区。下面几页将展示控制环的简单化近似分析,首先大体了解开关电源系统中影响性能的各种参数。给出一个实际的开关电源作为演示以表明哪些器件与设计控制环的特性有关。测试结果和测量方法也包含在其中。 2. 基本控制环概念 2.1 传输函数和博得图 系统的传输函数定义为输出除以输入。它由增益和相位因素组成并可以在博得图上分别用图形表示。整个系统的闭环增益是环路里各个部分增益的乘积。在博得图中,增益用对数图表示。因为两个数的乘积的对数等于他们各自对数的和,他们的增益可以画成图相加。系统的相位是整个环路相移之和。 2.2 极点 数学上,在传输方程式中,当分母为零时会产生一个极点。在图形上,当增益以20dB 每十倍频的斜率开始递减时,在博得图上会产生一个极点。图1举例说明一个低通滤波器通常在系统中产生一个极点。其传输函数和博得图也一并给出。 2.3 零点 零点是频域范围内的传输函数当分子等于零时产生的。在博得图中,零点发生在增益以20dB 每十倍频的斜率开始递增的点,并伴随有90度的相位超前。图2描述一个由高通滤波器电路引起的零点。

开关电源环路补偿

今天 作为工程师,每天接触的是电源的设计工程师,发现不管是电源的老手,高手,新手,几乎对控制环路的设计一筹莫展,基本上靠实验.靠实验当然是可以的,但出问题时往往无从下手,在这里我想以反激电源为例子(在所有拓扑中环路是最难的,由于RHZ 的存在),大概说一下怎么计算,至少使大家在有问题时能从理论上分析出解决问题的思路. 示意图:

这里给出了右半平面零点的原理表示,这对用PSPICE 做仿真很有用,可以直接套用此图. 递函数自己写吧,正好锻炼一下,把输出电压除以输入电压就是传递函数. bode 图可以简单的判定电路的稳定性,甚至可以确定电路的闭环响应,就向我下面的图中表示的.零,极点说明了增益和相位的变化 二: 单极点补偿,适用于电流型控制和工作在DCM 方式并且滤波电容的ESR 零点频率较低的

电源.其主要作用原理是把控制带宽拉低,在功率部分或加有其他补偿的部分的相位达到180 度以前使其增益降到0dB. 也叫主极点补偿. 双极点,单零点补偿,适用于功率部分只有一个极点的补偿.如:所有电流型控制和非连续方式电压型控制.

三极点,双零点补偿.适用于输出带LC谐振的拓扑,如所有没有用电流型控制的电感电流连续方式拓扑。 C1 的主要作用是和R2 提升相位的.当然提高了低频增益.在保证稳定的情况下是越小越好. C2 增加了一个高频极点,降低开关躁声干扰. 串聯C1 實質是增加一個零點,零點的作用是減小峰值時間,使系統響應加快,并且閉環越接近虛軸,這种效果越好.所以理論上講,C1 是越大越好.但要考慮,超調量和調節時間,因為零點越距离虛軸越近,閉環零點修正系數Q 越大,而Q 與超調量和調節時間成正比,所以又不能大.總之,考慮閉環零點要折衷考慮. 并聯C2 實質是增加一個及點,級點的作用是增大峰值時間,使系統響應變慢.所以理論上講,C2也是越大越好.但要考慮到,當零級點彼此接近時,系統響應速度相互抵消.從這一點就可以說明,我們要及時響應的系統C1 大,至少比C2 大

计算机开关电源原理图电路分析

计算机开关电源原理图电路分析

计算机开关电源原理图电路分析 第一章 基本构成方框图及原理分析 一、基本方框图 +5VSB PG PS/ON ±5V/±12V/3.3V 二、原理分析 1.工作原理 交流电220V 进入输入滤波电路,衰减电网电源线进入的外来噪声,再进入 浪涌电流抑制电路,抑制开机瞬间的浪涌电流,进入桥式滤波电路,把交流220V 整流滤波成直流300V 电压。一路进入开关电路,另一路进入辅助电源电路,经 过辅助电源电路内部变换,输出两组电压,一组为+5VSB 电压,另一组为TL494 ⑿脚提供工作电压(约18V )。 TL494有了工作电压,就开始振荡工作,经内部整形,在其⒁脚就有+5V 基准电压,⑧脚⑾脚输出脉冲矩形波,经驱动电路放大,驱动变压器耦合,送 到开关电路开关管的基极,控制开关管轮流导通和截止,于是在开关变压器次 级就有脉冲方波输出,经次级侧整流滤波,输出直流电压±5V ,±12V ,+3.3V 。 输入 滤波 电路 浪涌电流抑制电路 桥式(倍 压)整流 电路 滤波 电路 开关 电路 开关 变压器 整流滤波 电路 辅助电源 开关电路 整流 滤波 电路 整流 滤波 电路 驱动 变压 器 驱动 放大 电路 TL494 LM339 过流 保护 检测 电路 稳压 检测 电路 过压保护 检测 电路 1 114 81 325 61

2.稳压原理 当输出电压(+5V,+12V,+3.3V)因某种原因升高或降低时,经稳压检测电路(取样电阻)检测,到TL494①脚的电压也相应升高或降低,经TL494内部取样放大器比较,从而使TL494内部末级输出晶体管输出的调制脉冲宽度变窄或变宽,经驱动电路加到两开关管的基极驱动脉冲的宽度也相应变窄或变宽,这样从开关管经高频变压器耦合到次级绕组的脉冲调制电压的脉冲宽度也将变窄或变宽,经整流滤波后的直流电压必然下降或升高,从而使输出电压保持稳定。 3.过流保护原理 当输出电压某一组负载过大或短路时,开关变压器绕组电流也增大,从而使推动变压器上感应的电流也增大,经耦合,推动变压器初级电流也相应增加,此电压经整流、取样,使TL494⒃脚和LM339⑤脚的电压升高,导致TL494输出的调制脉冲宽度为0,从而达到过流保护的目的。 4.过压保护原理 当输出电压超过规定值时,稳压管将被击穿而导通,LM339⑤脚电压将会升高,LM339②脚输出电压也会升高,从而使TL494④脚电压也会升高,结果使TL494⑧脚⑾脚输出的调制脉冲宽度为0,开关管处于截止状态,从而达到过压保护的目的。 第二章基本单元电路原理分析 一、输入滤波电路 作用:防止输入电源窜入噪声,抑制开关电源产生的噪声反馈到输入电源。 FL1和CX1组成差模抗干扰电路(正态); FL1或CY1、CY2组成共模抗干扰电路(共态); 经LC振荡产生一高频振荡频率吸收电路,当外界高频干扰信号来时,经吸收电路短路到地,输出正常的50HZ低频信号,此电路又称低通滤波器。 二、浪涌电流抑制电路

稳定的反馈环路对开关电源来说是非常重要的

稳定的反馈环路对开关电源来说是非常重要的,如果没有足够的相位裕度和幅值裕度,电源的动态性能就会很差或者出现输出振荡。 下面先介绍了控制环路分析里面必须用到的各种零,极点的幅频和相频特性;然后对最常用的反馈调整器TL431的零,极点特性进行分析;TOPSWITCH是市场上广泛应用的反激式电源的智能芯片,它的控制方式是比较复杂的电压型控制,为了方便一般使用者,内部集成了一部分补偿功能,所以很多工程师不清晰它的整个环路,最后运用上面的理论分析一个TOPSWITCH设计的电源,对它的环路的每一个部分进行了解剖,可以使工程师更好地应用TOPSWITCH及解决设计中遇到的环路问题。 波特图是分析开关电源控制环路的一个有力工具,它可以使复杂的幅频和相频响应的计算变成简单的加减法,特别是使用渐近线近似以后,只需要计算渐近线改变方向点的值。 增益按-20dB/10倍频程下降, 相位近似按-45°/10倍频程下降。最大相移为-90° 增益按20dB/10倍频程上升,相位近似按45°/10倍频程上升,最大总相移为90°

右半平面零点是反激和BOOST电路里面特有的现象。增益按20dB/10倍频程上升,相位近似按-45°/10倍频程下降,总相移为-90°,右半平面零点是几乎无法补偿的,做设计时尽量把其频率提升或降低带宽。 Q值是电路的品质因数,过了谐振点后,增益按-40dB/10倍频程下降, 相位依Q值的不同有不同的变化率,Q值越大,相位变化越剧烈,在谐振点相位是-90°, 最大总相移为-180°

Q值是电路的品质因数,R2是负载电阻,R1是电感的电阻,电容的ESR, 整流管内阻,和代表磁心损耗和漏感损耗的合成电阻。大部分的AC/DC电源,由于损耗较高,一般Q值很难大于3. 当Q值较低时(Q<<0.5),双极点响应会退化为两个单极点响应,如上图所示。TL431用输出供电时的零,极点特性 TL431是开关电源次级反馈最常用的基准和误差放大器件,其供电方式不同对它的传递函数有很大的影响,而以前的分析资料常常忽略 这一点。下面分析常见的供电和输出反馈接在一起时的传递函数。

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