学号：
常州大学
毕业设计（论文）
（2012届）
题目
学生
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校内指导教师专业技术职务
校外指导老师专业技术职务
二○一二年六月
反激式变换器电路仿真建模与分析
摘要:开关DC-DC变换器是一种典型的强非线性时变动力学系统，存在各种类型的次谐波、分岔与混沌等丰富的非线性现象。这些非线性现象严重影响开关DC-DC变换器的性能。因此，深入分析和研究开关DC-DC变换器的分岔和混沌等非线性动力学现象，对开关DC-DC变换器的设计、运行及控制都具有重要的指导意义。
反激式变换器是一种隔离式开关变换器，该变换器利用变压器实现了输入与输出电气隔离。变压器具有变压的功能有利于扩大变换器的输出设备应用范围，也便于实现不同电压的多路输出或相同电压的多种输出。运用变压器进行隔离使电源与负载两个直流系统之间是绝缘的，即使输出短路也不会影响外部电源。本文利用PSIM电路仿真软件进行电路仿真，给出峰值电流控制反激式变换器和电压反馈控制反激式变换器各电路参数变化时的时域波形和在输出电压-安匝和平面上的相轨图，并对输入电压和负载电阻两个参数进行分析，从而确定其稳定工作时的参数区域。
本文对反激式变换器进行建模和PSIM电路仿真分析，了解到该变换器在不同电路参数时的运行情况，有效地估计出该变换器处于稳定工作状态时的电路参数范围，有助于制作实际反激式变换器电路参数的合理选取。
关键词：反激式变换器；安匝和；峰值电流控制；电压反馈控制；稳定性；PSIM；仿真
Simulation Modeling and Analysis of the fly back converter
circuit
Abstract: Switching DC-DC converters are a type of strong nonlinear and time-varying dynamical systems with all kinds of nonlinear phenomena, such as subharmonic, bifurcation, and chaos. These phenomena will seriously impact the work of the switching DC-DC converters. So, the deep analysis and study of these nonlinear dynamical phenomena have an important significance for design of switching DC-DC converter.
Fly back converter is a special switching DC-DC converter, in which the transformer is employed to isolate the input from output. And the use of transformer in fly back converter is convenient to expand the output range and realize multi-output.
In this paper, using the PSIM software, the simulation circuits of peak current mode(PCM) controlled fly back converter and voltage mode(VM) controlled fly back converter are built. Based on the simulation circuit and different circuit parameters, the operation of PCM controlled fly back converter is analysed and studied by time-domain waveforms and phase portraits in inductor current and total ampere-turns plane. Besides, the input voltage and load resistor are considered as two variables to depict the steady-state and unsteady-state region of the converter. The research results can help to choose reasonable circuit parameters in designing fly back converter circuit.
Key works：Fly back converter; Total ampere-turns; Chaos; Peak current mode control; V oltage mode control; Stability; PSIM; Simulation
目次
摘要......................................................................................................................................... I 目次...................................................................................................................................... III
1 引言 (1)
2 开关DC-DC变换器及其控制技术简介 (2)
2.1 开关DC-DC变换器 (2)
2.1.1 Buck变换器 (2)
2.1.2 Boost变换器 (2)
2.1.3 Buck-Boost变换器 (3)
2.1.4 反激式变换器 (3)
2.2开关DC-DC变换器控制技术 (6)
2.2.1 固定频率控制技术 (6)
2.2.2 可变频率控制技术 (9)
2.3 PSIM软件简介 (10)
3 反激式变换器的建模与仿真分析 (11)
3.1 PCM控制反激式变换器的PSIM建模 (11)
3.2 PCM控制反激式变换器的仿真分析 (12)
3.3 VM控制反激式变换器的PSIM建模 (14)
3.4 VM控制反激式变换器的仿真分析 (14)
4 反激式变换器的稳定工作参数域仿真与分析 (16)
4.1利用输入电压和负载确定稳定工作参数域 (16)
4.2 利用参考电流和负载确定稳定工作参数域 (21)
4.3 利用参考电流和输入电压来确定作参数域 (24)
5 结论 (27)
参考文献 (28)
致谢 (30)
1 引言
开关DC-DC变换器是一类典型的强非线性时变动力学系统，存在各种类型的次谐波、分岔和混沌等丰富的非线性现象[1-15]。非线性现象严重影响了开关DC-DC变换器的性能。因此，深入分析和研究开关DC-DC变换器的非线性动力学行为，对开关DC-DC 变换器的设计和工程应用具有重要的理论意义和实用价值。
开关电源因其工作效率高、体积小和重量轻等特点，在工业生产中得到了广泛的应用。作为开关电源的核心部件，开关DC-DC变换器已成为国内外热点研究对象。开关DC-DC变换器由功率级和控制电路两部分组成。从功率级的拓扑结构来看，开关DC-DC 变换器有三种基本类型：Buck变换器、Boost变换器和Buck-Boost变换器，分别实现变换器的降压、升压和升降压[16]。此外，还有一些特殊用途的开关DC-DC变换器，如反激式变换器[3, 16, 17]。
在开关变换器的应用早期，人们通过开环控制来控制变换器的工作，但是这种控制方式存在一个明显的不足：在开关变换器的输出电压发生较大变化时，开环控制无法及时准确地对输出电压做出相应的调整。而且，当控制脉冲的占空比大于50%时，开关变换器就无法正常工作。为了解决这些问题，人们提出了闭环控制及其控制方法。控制电路通过控制功率级开关器件的占空比来调节功率级的输出。按照占空比的实现方式，开关DC-DC变换器的控制方法可分为固定频率控制和可变频率控制。固定频率控制，即传统的脉宽调制(Pulse Width Modulation, PWM)技术，主要有电压型控制[3, 11-15, 20]和电流型控制[1, 2, 4-8, 20]。可变频控制，包括恒定导通时间控制[9, 10,]、恒定关断时间控制[18, 19]和滞环控制[18, 19]。
PSIM软件是一款专门针对开关变换器和电动机驱动开发的仿真软件，具有搭建仿真电路简单，分析仿真波形方便的特点，是研究分析开关变换器的有效工具。
反激式变换器常被用作AC-DC变换中的功率因素校正器[16, 17]，而反激式变换器工作在DC-DC方式下的研究较少，本文将利用PSIM仿真软件，分别搭建电流和电压反馈控制[20]反激式变换器工作在DC-DC方式下的仿真电路，通过电路仿真分析不同控制方式和不同电路参数对反激式变换器工作在DC-DC方式下的影响，并分析比较两种控制方法的特点，给出相应控制方法下反激式变换器稳定工作的参数域。
2 开关DC-DC变换器及其控制技术简介
2.1 开关DC-DC变换器
开关DC-DC(直流—直流)变换器又称斩波器，其功能是将不稳定的直流电压变换成所需的各种稳定的直流电压。
2.1.1 Buck变换器
Buck变换器即降压变换器是最基本的开关DC-DC变换器，其电路拓扑如图2.1所示，它是由输入电源E、功率开关管S、跟随二极管D、电感L、电容C和负载电阻R 组成的二阶功率变换器电路。
图2.1 Buck变换器原理图
工作原理：Buck电路——降压斩波器，其输出平均电压V O小于输入电压E，极性相同。当开关管S导通时，电感电流I1如图所示方向流过电感线圈L，电流线性增加，电能以磁场能量形式储存在电感线圈L。此时，对电容C充电，负载R上流过的电流为I2，R两端的输出电压为V0，极性上正下负。由于开关管S导通，续流二极管D阳极接E负极，续流二极管D承受反方向电压，呈现高阻态。
2.1.2 Boost变换器
图2.2 Boost变换器原理图
Boost变换器即升压变换器是一种基本的开关DC-DC变换器，其电路拓扑如图2.2所示，它是由输入电源E、功率开关管S、跟随二极管D、电感L、电容C和负载电阻R组成的二阶功率变换器电路。
工作原理：Boost电路——升压斩波器，其输出平均电压V O大于输入电压E，极性相同。且Boost变换器又称为升压变换器、并联开关电路、三端开关型升压稳压器。如图2.2所示由于线圈L中的磁场将改变线圈L两端的电压极性，以保持电感电流不变。这样线圈L磁能转化成电感电压与电源V s串联，以高于负载R两端电压向电容
C、负载R供电。高于负载两端电压时，电容有充电电流；等于负载两端电压时，充电电流为零；负载电压下降时，电容向负载R放电，维持负载两端电压不变。
2.1.3 Buck-Boost变换器
图2.3 Buck-Boost变换器原理图
Buck-Boost变换器即升压或降压变换器是一种基本的开关DC-DC变换器，其电路拓扑如图2.3所示，它是由输入电源E、功率开关管S、跟随二极管D、电感L、电容C 和负载电阻R组成的二阶功率变换器电路。
工作原理：Buck-Boost电路——降压或升压斩波器，其输出平均电压V O大于或小于输入电压E，极性相反，电感传输。且Buck-Boost变换器又称为降压-升压变换器、反号变换器。当开关S导通时，电流i1流过电感线圈L，L存储能量。当开关管S断开时，电感电流有减小趋势，电感线圈产生自感电势反向，为下正上负，二极管D 受正向偏压而导通，负载上有了输出电压V0，电容C充能存储，以备S转至导通时放点维持V0不变。
2.1.4 反激式变换器
图2.4 反激式变换器原理图
电路组成：其主要电路由一个输入电压E，受控切换S，失控的开关二极管D，电容C，负载电阻R，和一个变压器组成的。
工作原理：Flyback电路——反激式变换器是一种隔离式开关变换器，该变换器利用变压器实现了输入与输出电气隔离。
反激式功率变换器的电路原理图如图2.4所示。电路的工作过程是：当功率开关管S 在控制器控制下导通时，有电流流过变压器原边电感，电流线性上升，图中变压器原边电压为正，这时变压器次级的二极管反向偏置而截止，无电流，负载由先前被充电的输出电容C供电。由于开关管S导通，初级有电流从零开始线性上升，输人电源的电能转变
为磁能(L 1 i 12/2)，并储存在变压器原边电感中。当开关管S 截止时，图中变压器原边电压变负，二极管正偏而导通，储存在变压器中的磁能转变为电能，一方面对输出电容C 0充电，以电能的形式储存起来，同时还供给负载以电流。在这种电路中，只要改变开关管的开关频率、占空比以及初级和次级电感的圈数比，就可以对输出电压、电流和功率进行控制和调节。
应当强调的是，反激式变换器中的变压器，并非真正意义上的变压器，它的初级和次级中的电流不在同一时刻出现。我们知道，作为变压器，初级和次级的电压、电流波形应该完全一致；且磁芯中不存在直流分量；只需要很少的励磁电流就能将输入电能转化成磁能，并传输到次级负载中。但是在反激式变换器电路中，初级和次级线圈中的电流并非同时出现，而且都是单向的脉动电流，有很大的直流成分。所以，在反激式变换器中，变压器的磁芯一定要开气隙。
由以上分析知：图2.4中的变压器实际上只是两个耦合得很紧的、圈数分别为N 1 、N 2 的电感L 1 和L 2，它们之间漏磁应当尽可能少。这种变压器在次级上产生的感应电压和初级电感上的电压之间，满足匝比N 1 ：N 2的正比例关系，除此之外，它和普通意义上的变压器毫无共同之处。因此称它为变压器耦合变换器不如称它为电感耦合变换器更恰当一些。
反激式变换器所需外接的元件很少，动态范围大，在中小功率的电源中应用较多。作为LED 的驱动电源也很常用。它的输人电压可以是直流，也可以是交流市电通过整流变为直流电压来为它供电。
下面对反激式变换器中的电压、电流作一些定量分析。在功率开关管S 及初级电感导通期间(t )有：
11111111P P IN on
i I I V L L L V t t t ?≈===? （1） 或者写作
111
IN P V t I L = （2） 当开关管S 截止、二极管D 导通期间(t 2)，电感的反向电压使次级的二极管D 导通，有：
222222
P i I V L L t t ?==? （3） 或
2222
P V t I L = （4） 在t 1期间，L 1储存的磁能为L 1I 1P 2 / 2；在t 2期间，L 2储存的磁能为L 2I 2P 2 / 2。如变压器的效率为ηT ，则有：
22221122
P P T L I L I η= （5） 考虑到电感与线圈圈数的平方成正比，则L 1 / L 2 = (N 1 / N 2)2 ，于是有：
2
2221121122P T P T P L N I I I L N ηη??== ???
（6） 即
1
212
P P N I N =
（7） 再者,负载中流过的直流电流I 0应等于次级电流在一周期内的平均值，即 0
2
202P L
V I t I T R ==
（8） 引入整流器的效率ηR
00
0202
R V I V V I V η==
（9） 即
02R V V η=
（10） 类似地，可以求出输入电流的平均值
1122P on
P IN I t I D
I T ==
（11） 则输入功率P IN = V IN I IN = V IN I 1P D / 2,将式（11）代入得：
()
2
111
22IN IN IN IN SW DV DV V t P L f L ==
（12） 总效率以η = ηT ηR 表示，则输入功率为：
()
2
01
2IN IN SW DV P P f L ηη==
（13） 由以上诸式不难得到：
1
2
222R SW L L t f R η??= ???
（14）
0I =
（15）
0V η= （16） 2.2 开关DC-DC 变换器控制技术 开关变换器由功率级和控制电路组成。控制电路的功能是调节功率级开关管的导通时间，使功率级电路的输出保持恒定。按照占空比的实现方式，开关变换器的控制方式可分为固定频率控制和可变频率控制两种[18, 19]。
2.2.1 固定频率控制技术
固定频率控制即开关周期固定不变，通过调整一个周期内开关导通时间来调节功率级输出，即使传统的脉宽调制(Pulse Width Modulation, PWM)技术，主要有电压反馈控制(V oltage Mode Control, VM)和电流反馈控制(Current Mode Control, CM)。
1. 电压反馈控制
图2.4所示为电压型控制Buck 变换器，图2.5为其对应的主要波形。从图2.4可以看出，电压型控制方法是利用输出电压采样作为控制环的输人信号，将该信号与基准电压V ref ，进行比较，并将比较的结果放大生成误差电压V e 。误差电压V e 与振荡器生成的锯齿波V saw 进行比较生成一脉宽与V e 大小成正比的方波，该方波经过锁存器和驱动电路(图中未画出驱动电路)驱动开关管导通和关断，以实现开关变换器输出电压的调节。
早期文献中Duty Cycle Control(Duty Ratio Programmed Contr01)都是特指的电压型控制。在电流型控制方法出现之后，才明确提出了Voltage Mode Control 的说法。电压型控制方法只检测输出电压一个变量，因而只有一个控制环，所以设计和分析相对比较简单。由于锯齿波的幅值比较大，抗干扰能力比较强。其主要缺点是输入或输出的变化只能在输出改变时才能检测到并反馈回来进行纠正，因此响应速度比较慢。由于电压型控制对负载电流没有限制，因而需要额外的电路来限制输出电流。
V SAW
Ve
V p
i L
图2.4 电压型控制电路 图2.5 电压型控制主要波形图 电压模式控制PWM 是六十年代后期开关稳压电源刚刚开始发展起来就采用的第一种控制方法。该方法与一些必要的过电流保护电路相结合，至今任然在工业界很好的被广泛应用。电压模式控制只有一个电压反馈闭环，采用脉冲宽度调制法。 优点：
(1) PWM 三角波幅值较大，脉冲宽度调节时具有较好的抗噪声裕量；
(2) 占空比调节不受限制；
(3) 对于多电路输出电源，他们之间的交互调节效应较好；
(4) 单一反馈电压闭环设计，调试比较容易；
(5) 对输出负载的变化有较好的响应调节。
缺点：
(1) 对输出电压的变化动态响应较慢；
(2) 补偿网络设计本来就较复杂闭环增益随输入电压变化使其更为复杂；
(3) 输出lc滤波器给控制环增加了双极点，在补偿设计误差放大器时，需要将极点低频衰减买或者增加一个零点进行补偿；
(4) 在传感及控制磁芯饱和故障方面较为麻烦复杂。
2. 电流反馈控制
电流型控制(Current Mode Contr01)又称为Current Injection(或Injected)Control或Current Programmed Control，1978年首次提出。电流型控制同时引入电容电压和电感电流2个状态变量作为控制变量，提高开关电源PWM控制策略的性能。由图2.6和图2.7可以看出，电流型控制方法和电压型控制方法的主要区别在于：电流型控制方法用开关电流波形代替电压型控制方法的锯齿波作为PWM比较器的一个输入信号。电流型控制方法的工作原理为：在每个周期开始时，时钟信号使锁存器复位开关管导通，开关电流由初始值线性增大，检测电阻R S上的电压V S也线性增大，当V S增大到误差电压V S时，比较器翻转,使锁存器输出低电平，开关管关断。直到下一个时钟脉冲到来开始一个新的周期。
图2.6 电流型设计电路图2.7 电流型控制主要波形图由于电流型控制方法采用输出电流前馈控制，相对于电压型控制方法有更快的负载或输入瞬态响应速度，减小了输出电压的纹波；且由于其自身具有限流的功能，易于实现变换器的过流保护，因而在多个电源并联时，更便于实现均流。但电流型控制方法在占空比大于50％时要产生次谐波振荡，从而产生稳定性问题。这通常可在比较器输入端使用一个补偿斜坡来消除。
以上的电流型控制由于不能精确控制电流以及抗干扰性差等缺点，提出了平均电流型控制(Average Current Mode Control)。为了与平均电流型控制方法区别，上文所述的控制方法又称为峰值电流型控制(Peak Current Mode Control)。平均电流型控制方法的控制
电路见图2.8，检测电流经电流积分器积分后与误差电压V e相减，其差值与锯齿波比较生成控制脉宽驱动开关。平均电流型控制方法不但提高了电流的控制精度，而且抗干扰性强，但是响应速度比峰值电流控制方法慢。
电流模式控制的概念在流逝年代后期来源于具有原边电流保护功能的单端自己是反击开关电源。在气势年代后期才从学术上作深入地建模研究。直至八十年代初期，第一批电流模式控制PWM集成电路的出现使得电流模式控制迅速推广应用。
优点：
(1) 暂态闭环响应较快，对输入电压变化和输出负载的变化的瞬态响应均快；
(2) 控制环易于设计；
(3) 输入电压的调整可与电压模式种植的输出电压前馈技术相媲美；
(4) 简单自动的磁通平衡功能；
(5) 瞬时峰值电流限流功能，在内在固有的逐个脉冲限流功能6自动均流碧莲功能。
缺点：
(1) 占空比大于50%的开环不稳定性，存在难以校正的峰值电流与平均电流的误差；
(2) 闭环响应不如平均电力模式控制理想；
(3) 容易发生次谐波振荡，即使占空比小于50%，也有发生高频次谐波振荡的可能性，因而需要斜坡补偿；
(4) 对噪声敏感，抗噪声性差。因为电感处于连续储能电流状态，于控制电压变成决定的电流平相比较，开关器件改变关断时刻，是系统进入次谐波振荡；
(5) 电路拓扑受限制；
(6) 对多路输出电源的交互调节性能不好。
锯齿波
图2.8 平均电流型控制图2.9 电荷型控制电荷型控制方法(Charge Control)是能够精确控制电流的另一种方法，其电路如图2.9所示。在开关S开通时电感电流对电容C T进行充电，当电容电压达到误差电压以时比较器翻转关断S。直到下个周期时钟脉冲到来再次开启S。在S关断期间C T将充电电荷完全放掉。电荷型控制方法可以控制每个周期的电量，可以更快更有效地控制电流。但是它不限制最大电感电流，并且对电流的瞬态变化响应速度慢，不能有效地保护开关管等功
率器件。
2.2.2 可变频率控制技术
可变频率控制的开关控制周期随输入输出的变化而发生改变，其开关频率是可变的，可分为：恒定导通时间控制，恒定关断时间控制和滞环控制。
1. 恒定导通时间控制
开关变换器的恒定导通时间(COT)控制是一种特殊的脉频调制(pulse frequency modulation，PFM)控制技术，COT控制开关变换器在每一个开关周期内具有恒定导通时间T ON，通过控制开关管的导通时刻，实现开关变换器输出电压的调整。COT控制不需要PI调节器，具有结构简单，动态响应速度快、轻载效率高等优点而在工程实际中得到广泛的重视和应用。
图2.10 COT控制buck变换器（a）电路图；（b）工作波形图2.10所示为COT控制buck变换器电路及其主要工作波形，COT控制器由比较器，导通定时器（ON TIMER）和RS触发器构成。当buck变换器输出电压瞬时值v o低于参考电压V ref时，比较器输出高电平，RS触发器置位，开关管S导通,输出电压上升,导通定时器决定开关管的导通时间T on。开关管导通T on时间后，导通定时器输出一个窄脉冲，使RS触发器复位，开关管关断，输出电压下降；当输出电压下降到参考电压时，开关管再次导通，进入下一个开关周期。因此，COT控制本质上是基于输出电压纹波谷值的控制技术。
2. 恒定关断时间控制
开关DC-DC变换器的固定关断时间(FOT)控制也是一种变频(Variable Frequency, VF)控制技术．与传统控制技术相比，如电流型控制、电压型控制，COT控制和FOT控制因其控制电路不需要误差放大器及其补偿环路，结构简单，容易实现，具有动态响应速度快、轻载效率高等优点。
FOT控制Buck变换器的电路原理图及其稳定工作时的时域波形如图2.11所示．图1(a)中虚线框外是Buck变换器拓扑结构的主电路，包括输入电压E、开关管S、续流二极管D、电感线圈L、输出电容C、输出电容ESR r和负载电阻R；虚线框内是FOT控制电路，由比较器、关断定时器(Off Timer)和RS触发器构成。
当Buck变换器输出电压瞬时值v o(t)到达参考电压V ref时，比较器输出高电平，RS
触发器Q 端输出电压V S 为低电平，开关管S 关断，v o 开始下降。开关管的关断时间由关断定时器决定，当关断固定时间T OFF 后，关断定时器输出一个窄脉冲，使RS 触发器Q 端V S 为高电平，S 导通，v o 上升。当v o 上升到V ref
时，S 再次关断，进入下一个开关控制周期。因此，FOT 控制本质上是基于输出电压纹波的控制技术。
(a)
R
V i L v o
S
图2.11 FOT 控制Buck 变换器 (a) 电路图；(b) 稳定工作波形 2.3 PSIM 软件简介
PSIM 是专门为电力电子和电动机控制设计的一款仿真软件。它可以快速的仿真和便利地与用户接触，为电力电子，分析和数字控制和电动机驱动系统研究提供了强大的仿真环境。
PSIM 和它的3个其它模型：电动机驱动模型，数字控制模型和联结模型。电动机驱动模型已经在机器模型和为驱动系统研究的机械装备模型里建立起来了。数字控制模型为数字控制分析提供了离散的元素，例如：零状态监控，z-domain 转换功能blocks,量子化blocks ，数字滤波器。联结模型为共同仿真在PSIM 和Matlab / Simulink 之间提供了相互接触。
PSIM 仿真软件包括3 个方面：电路示意性的程序PSIM ，PSIM 仿真器，波形形成过程项目SIMVIEW 。而一个电路在PSIM 里表现为4个部分：电力电路，控制电路，传感器和开关控制器。电力电路包括转换装置，谐振分支，变压器，连接感应器。S 域和z 域里的元器件和逻辑元器件和非线性元器件被用于控制电路。传感器测量电力、电路、电压和电流，并把数值传于控制电路。门信号经常由控制电路产生并通过开关控制器反馈到电力电路来控制开关。
3 反激式变换器的建模与仿真分析
在控制技术中，峰值电流(Peak Current Mode, PCM)控制及电压(V oltage Mode, VM)反馈控制都是一种常用的控制方法。本章将通过搭建PCM 控制和VM 控制反激式变换器PSIM 仿真电路，通过仿真分析其工作情况和动力学特性，并给出其工作时典型的时域波形图和相轨图。
由于反激式变换器中变压器原副边的电流传导不是连续的，故不能直接采用原副边的电流作为研究反激式变换器的电路变量，在此，引入安匝和[3]作为研究反激式变换器的一个电路变量。考虑到变压器原副边匝数比为N 1:N 2 = 3:2，从而得出安匝和ρ的表达式是：
()()()1122t N i t N i t ρ=+ （17）
3.1 PCM 控制反激式变换器的PSIM 建模
PCM 控制反激式变换器的PSIM 电路仿真建模步骤如下：
1）用PSIM 软件建立一个新的电路模型，命名为PCM-Fly back ；
2）在PSIM 中打开电源模块组，复制一个电源模块E 到PCM-Fly back 中，暂设定电压值为8.9V 。
3）打开电力电子模块及元器件模块组，分别复制受控切换，失控的开关二极管D ，电容C ，负载电阻R ，和一个变压器到PCM-Fly back 电路图中，对各元器件进行连接，从而得出如图3.1所示。
4）设定变压器的参数是初级绕组的电感L 1，且原来初级和次级线圈的比例N 1：N 2，电容C 的值为470 μF ，输入电压为E = 8.9 V ，负载R 为1 Ω，且参考电流I ref 定为
1.2 A ，考虑到变压器原副边匝数比为N 1:N 2 = 3:2，所以引入的安匝和ρ = 3 i 1 + 2 i 2。
5）所有组件都被假定为理想。开关是由峰值电流控制的。我们通过采样电阻把原边电流采集下来，所得信号I 1送入比较器。与参考电流值I ref 进行比较，当开关导通时，电感电流上升，达到峰值（有参考电流控制）；这时比较器输出信号，使开关关断，电感电流下降。下一个开关周期，开关再次导通如此进行周期性变化。我们用频率为10kHz 来调制电感电流，一般情况下开关周期内电感电流峰值的包络线波动很小时，电感电流峰值与平均值很接近。但这意味着电感电流上升坡度平缓，要求电感大。由开关的门极信号控制电感电流的高频调制。这种控制方法中，开关频率是恒定的。
反激式开关电源变压器设计原理 (Flyback Transformer Design Theory) 第一节. 概述. 反激式(Flyback)转换器又称单端反激式或"Buck-Boost"转换器.因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名.离线型反激式转换器原理图如图. 一、反激式转换器的优点有: 1. 电路简单,能高效提供多路直流输出,因此适合多组输出要求. 2. 转换效率高,损失小. 3. 变压器匝数比值较小. 4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出,目前已可实现交流输入在 85~265V间.无需切换而达到稳定输出的要求. 二、反激式转换器的缺点有: 1. 输出电压中存在较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限制,通常应用于150W以下. 2. 转换变压器在电流连续(CCM)模式下工作时,有较大的直流分量,易导致磁芯饱和,所以必须在磁路中加入气隙,从而造成变压器体积变大. 3. 变压器有直流电流成份,且同时会工作于CCM / DCM两种模式,故变压器在设计时较困难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较复杂. 第二节. 工作原理 在图1所示隔离反驰式转换器(The isolated flyback converter)中, 变压器" T "有隔离与扼流之双重作用.因此" T "又称为Transformer- choke.电路的工作原理如下: 当开关晶体管 Tr ton时,变压器初级Np有电流 Ip,并将能量储存于其中(E = LpIp / 2).由于Np与Ns极性相反,此时二极管D反向偏压而截止,无能量传送到负载.当开关Tr off 时,由楞次定律 : (e = -N△Φ/△T)可知,变压器原边绕组将产生一反向电势,此时二极管D正向导通,负载有电流IL流通.反激式转换器之稳态波形如图2. 由图可知,导通时间 ton的大小将决定Ip、Vce的幅值: Vce max = VIN / 1-Dmax VIN: 输入直流电压 ; Dmax : 最大工作周期 Dmax = ton / T 由此可知,想要得到低的集电极电压,必须保持低的Dmax,也就是Dmax＜0.5,在实际应用中通常取Dmax = 0.4,以限制Vcemax ≦ 2.2VIN. 开关管Tr on时的集电极工作电流Ie,也就是原边峰值电流Ip 为: Ic = Ip = IL / n. 因IL = Io,故当Io一定时,匝比 n的大小即决定了Ic 的大小,上式是按功率守恒原则,原副边安匝数相等 NpIp = NsIs而导出. Ip 亦可用下列方法表示: Ic = Ip = 2Po / (η*VIN*Dmax) η: 转换器的效率 公式导出如下: 输出功率 : Po = LIp2η / 2T
50W反激变换器的设计(CCM) 电源规格输入电压：85Vac ~ 264Vac 输出电压：5Vdc 输出电流：10A 确定变压器初次级的匝比n 设定最大占空比: D=0.45 工作频率: f=100KHz，T=1/f=10uS 最大磁通密度: B=0.2 则主功率管开通时间为： Ton=T*D=10uS*0.45=4.5uS 选择变压器的磁芯型号为EER2834 磁芯的截面积：Ae=85.5mm 最低输入电压: Vin= 85 * √2 –20 = 100.2 V ( 设定低频纹波为20V ）根据伏·秒平衡原理有： Vin * Ton = n * ( V o + Vf ) * Toff ( 设定整流管压降为1V ） 变压器的匝比n: n = 13.67 设定电源工作在连续模式Ip2 = 0.4 * Ip1 0.5 * ( Ip1 + Ip2 ) * Vin * D = Pout /η ( 设定电源的效率η为0.8 ） Ip1 = 1.98 A Ip2 = 0.79 A 变压器的感量 L = ( Vin * Ton ) / ( Ip1 – Ip2 ) = 379 uH 变压器的初级匝数 Np = ( Vin * Ton ) / ( Ae * B ) = 27 T 变压器的次级匝数Ns = Np / n = 2 T 变压器的实际初次级匝数可以取 Np = 27 T Ns = 2 T 重新核算变压器的设计 最大占空比：Vin * D = n * ( V o + Vf ) * ( 1 – D ) D = 0.447 最大磁通密度：Bmax = ( Vin * Ton ) / ( Np * Ae ) Bmax = 0.195 T 初级电流Ip1 和Ip2： 0.5 * ( Ip1 + Ip2 ) * Vin * D = Pout /η Ip2 + ( Vin * Ton ) / L = Ip1 Ip1 = 1.99 A Ip2 = 0.8 A Ip_rms = 0.93A 次级电流Is1和Is2 Is1 =Ip1*n=26.87A Is2=Ip2*n =10.8A Is_rms = 12.56A 次级电压折射到初级的电压 V or = n * ( V o + Vf ) = 81V 初级功率管Mosfet 的选择 Vmin = (√2 * 264 + V or +50 ) / 0.8 = 630 V Ip_rms = Ip_rms / 0.8 = 1.16 A ( 设定应力降额系数为0.8 ） 可以选择Infineon 的IPP60R450E6 次级整流管Diode 的选择 Vmin = (√2 * 264 / n + 5 +15 ) / 0.8 = 60 V Is_rms = Is_rms / 0.8 = 15.7 A ( 设定应力降额系数为0.8,噪音为15V ） 可以选择IR 的30CTQ060PBF 输出电容的选择 设定输出电压的纹波为50mv 输出电流的交流电流： Isac_rms = 0.5 * ( Is1 + Is2 ) * √D * ( 1- D ) Isac_rms = 9.36A Resr = Vripple / Isac_rms = 5.34 mohm 选择Nichicon 电容HD 系列6.3V/3900uF 四个并联使用50W反激变换器的设计(DCM) 电源规格输入电压：85Vac ~ 264Vac 输出电压：5Vdc 输出电流：10A 确定变压器初次级的匝比n 设定最大占空比: D=0.3 工作频率: f=100KHz，T=1/f=10uS 最大磁通密度: B=0.2 则功率管开通时间：Ton=T*D=10uS*0.3=3uS 假设关断时间：Toff=7uS，Tr=4uS 选择变压器的磁芯型号为EER2834 磁芯的截面积：Ae=85.5mm 最低输入电压: Vin= 85 * √2 –20 = 100.2 V ( 设定低频纹波为20V ）根据伏·秒平衡原理有： Vin * Ton = n * ( V o + Vf ) * Tr ( 设定整流管压降为1V ） 变压器的匝比n: n = 12.53 设定电源工3作在续模式Io = Tr/T * Ip2 Ip2=Io*T/Tr=25A Ip1 = Ip2/n=1.99 A 变压器的感量 L = ( Vin * Ton ) / Ip1 = 151 uH 变压器的初级匝数 Np = ( Vin * Ton ) / ( Ae * B ) = 18 T 变压器的次级匝数 Ns = Np / n = 1.4 T=2T 变压器的实际初次级匝数可以取 Ns = 2 T Np=Ns * n=25.1T=26T 开关电源一次滤波大电解电容 开关电源决定一次侧滤波电容，主要影响电源的性能参数为输出低频交流纹波与保持时间. 滤波电容越大，电容器上的Vin(min)越高，可以输出较大功率的电源，但相对价格也提高了。 输入电解电容计算方法(举例说明)： 1.因输出电压12V 输出电流2A, 故输出功率：Pout=V o*Io=1 2.0V*2A=24W。 2.设定变压器的转换效率约为80%，则输出功率为24W的 电源其输入功率：Pin=Pout/效率=W W 30 % 80 24 =. 3.因输入最小交流电压为90V AC，则其直流输出电压为：Vin=90*1.2=108Vdc 故负载直流电流为：I= Vin Pin =A Vac W 28 .0 108 30 = 4.设计允许的直流纹波电压V ?/V o=20%，并且电容要维持电压的时间为1/4周期t（即半周期的工频率交流电压在约 是4ms，T= f 1 = 60 1 =0.0167S=16.7 ms）则： C=uF V t I 9. 51 6. 21 10 * 4 * 28 .0 *3 = = ? - 故实际选择电容量47uF. 5.因最大输入交流电压为264Vac，则最高直流电压为:V=264*2=373VDC. 实际选用通用型耐压400Vdc的电解电容,此电压等级,电容有95%的裕度. 6.电容器的承受的纹波电流值决定电容器的温升,进而决定电容器的寿命.(电容器的最大纹波电流值与其体积,材质有关.体积越大散热越好耐受纹波电流值越高)故在选用电容器要考虑实际纹波电流值＜电容器的最大纹波电流值. 7.开关源元器件温升一般较高,通常选用105℃电容器,在特殊情况无法克服温升时可选用125℃电容器. 故选用47uF,400v, 105℃电解电容器可以满足要求(在实际使用时还考虑安装机构尺寸,体种大小,散热环境好坏等)
单端反激变换器的建模及应用仿真 摘要：本课程设计的目的是对直—直变换电路中常用的带隔离的Flyback电路（反激电路）进行电路分析、建模并利用Matlab/Simulink软件进行仿真。首先是理解分析电路原理，以元件初值为起点，用simulink软件画出电路的模型、并且对电路进行仿真，得出仿真波形。在仿真过程中逐步修正参数值，使得仿真波形合乎要求，并进行电流连续、断续模式与电路带载特性的分析。 关键词：单端反激变换器Matlab/Simulink 建模与仿真 二、反激变换器的基本工作原理 1.基本工作原理 （1）当开关管导通时，变压器原边电感电流开始上升，此时由于次级同名端的关系，输出二极管VD截止，变压器储存能量，负载由输出电容C提供能量，拓扑电路如下图。 图2-1开关管导通时原理图 为防止负载电流较大时磁心饱和，反激变换器的变压器磁心要加气隙，降低了磁心
的导磁率，这种变压器的设计是比较复杂的。 （2）当开关管截止时，变压器原边电感感应电压反向，此时输出二极管导通，变压器中的能量经由输出二极管向负载供电，同时对电容充电，补充刚刚损失的能量，原理图如下图。 图2-2开关管截止时原理图 在开关管关断时，反激变换器的变压器储能向负载释放，磁心自然复位，因此反激变换器无需另加磁复位措施。磁心自然复位的条件是：开关导通和关断时间期间，变压器一次绕组所承受电压的伏秒乘积相等。 2、DCM(discontinuous current mode)&CCM(continuous current mode) 根据次级电流是否有降到零，反激可以分为DCM(副边电流断续模式）和CCM（副边电力连续模式）两种工作模式。两种模式有其各自的特点。下面两种工作模式时的波形。
电力电子课程实习报告 班级：电气10-3班 学号： 10053303 姓名：李乐
目录 一、课程设计的目的 二、课程设计的要求 三、课程设计的原理 四、课程设计的思路及参数计算 五、电路的布局与布线 六、调试过程遇到的问题与解决办法 七、课程设计总结
一、课程设计的目的 （1）熟悉Power MosFET的使用； （2）熟悉磁性材料、磁性元件及其在电力电子电路中的应用； （3）增强设计、制作和调试电力电子电路的能力。 二、课程设计的要求 本课程设计要求根据所提供的元器件设计并制作一个小功率的反击式开关电源。 电源输入电压：220V 电源输出电压电流：12V/1.5A 电路板：万用板手焊。 三、课程设计原理 1、引言 电力电子技术有三大应用领域：电力传动、电力系统和电源。在各种用电设备中，电源是核心部件之一，其性能影响着整台设备的性能。电源可以分为线性电源和开关电源两大类。 线性电源是把直流电压变换为低于输入的直流电压，其工作原理是在输入与输出之间串联一个可变电阻（功率晶体管），让功率晶体管工作在线性模式，用线性器件控制其“阻值”的大小，实现稳定的输出，电路简单，但效率低。通常用于低于10W的电路中。通常使用的7805、7815等就属于线性电源。 开关电源是让功率晶体管工作在导通和关断状态，在这两种状态中，加在功率晶体管上的伏-安乘积是很小的（在导通时，电压低，电流大；关断时，电压高，电流小），所以开关电源具有能耗小、效率高、稳压范围宽、体积小、重量轻等突出优点，在通讯设备、仪器仪表、数码影音、家用电器等电子产品中得到了广泛的应用。反激式功率变换器是开关电源中的一种，是一种应用非常广泛的开关电源。 2、基本反激变换器工作原理 基本反激变换器如图1所示。假设变压器和其他元件均为理想元器件，稳态工作下。
基于TOPSwitChⅡ的单端反激开关电源的建模及动 态分析 O 引言 开关电源以其小型、轻量和高效率的特点，而被广泛地应用于以电子汁算机为主导的各种终端设备、通信设备中，是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一环，而开关电源性能的优劣也将直接关系到整个系统的安全性与可靠性。开关稳压电源有多种类型，其中单端反激式开关电源，由于线路简单，所需要的元器件少，而受到重视。为使开关电源具有更好的动态稳定性，本文首先将开关电源从功能和结构上分成3个部分，求出各部分的内部参数，及相互之间的关系，然后运用动态小信号平均模型的基本原理求得各部份的传递函数，最后对3个部分传递函数组成的一个整体闭环系统进行分析，以求达到最佳的控制效果。 1 系统模型的建立 图1为单端反激式开关电源控制系统的结构图，由3个重要部分组成，即调节器、开关器件和高额变压器。其中凋节器为TL431，由美国德州仪器公司(TI)和摩托罗拉公司生产；开关器件为TOP227，由Power Integrations(简称PI)公司于1994年推出的TOPswitchⅡ系列芯片。电路的工作原理是：输出电压的取样(取样系数为α)反馈给调节器的一个输入端与另一输入端的给定信号Ug(TL431内部的电源提供，其大小为2.5V)进行比较，输出为电流Ic；Ic控制开关器件的占空比；高频变压器和输出整流滤波组成的一个整体，把原边的能量转换到副边输出。各种因素的变化最终导致电源的输出量发生变化，通过调节器使得输出趋于稳定。
要对系统进行动态分析必须对每个环节建立明确的数学描述，即给出它们具体的传递函数。在建模的过程中，运用动态小信号平均模型的基本原理，分别对3部分模型进行推导。 1.1 调节器部分 调节器部分是以TL43l为主要器件构成的电路，在模型推导的过程中，结合电路的基本原理和元器件在实际模型中的功能将电路简化，最后对最简化的电路图进行建模。 图2为TL431及外围元器件构成的电路图(虚线框内为TL431的内部结构图)，可以简化为图3。具体的简化步骤及原理如下：TI431内部电路中三极管的作用是使误差放大器的输出反相，所以图3中采用反向运放，等效替代TL431内部特性。二极管VO是为了防此K-A间电源极性接反而损坏芯片，起保护作用，建模时可忽略，而f-g导线本质上给芯片提供工作电压，建模时也可以忽略。由R1、R2和电源Ui组成的网络，由戴维南等效电路可汁算出Req和Ui′的值。
一．当今流行的电路仿真软件及其特性 电路仿真属于电子设计自动化（EDA）的组成部分。一般把电路仿真分为三个层次：物理级、电路级和系统级。教学中重点运用的为电路级仿真。 电路级仿真分析由元器件构成的电路性能，包括数字电路的逻辑仿真和模拟电路的交直流分析、瞬态分析等。电路级仿真必须有元器件模型库的支持，仿真信号和波形输出代替了实际电路调试中的信号源和示波器。电路仿真主要是检验设计方案在功能方面的正确性。电路仿真技术使设计人员在实际电子系统产生之前，就有可能全面地了解电路的各种特性。目前比较流行的电路仿真软件大体上说有：ORCAD、Protel、Multisim、TINA、ICAP/4、Circuitmaker、Micro-CAP 和Edison等一系列仿真软件。 电路仿真软件的基本特点： ●仿真项目的数量和性能： 仿真项目的多少是电路仿真软件的主要指标。各种电路仿真软件都有的基本功能是：静态工作点分析、瞬态分析、直流扫描和交流小信号分析等4项；可能有的分析是：傅里叶分析、参数分析、温度分析、蒙特卡罗分析、噪声分析、传输函数、直流和交流灵敏度分析、失真度分析、极点和零点分析等。仿真软件如SIMextrix只有6项仿真功能，而Tina6.0有20项，Protel、ORCAD、P-CAD等软件的仿真功能在10项左右。专业化的电路仿真软件有更多的仿真功能。对电子设计和教学的各种需求考虑的比较周到。例如TINA的符号分析、Pspice和ICAP/4的元件参数变量和最优化分析、Multisim的网络分析、CircuitMaker的错误设置等都是比较有特色的功能。 Pspice语言擅长于分析模拟电路，对数字电路的处理不是很有效。对于纯数字电路的分析和仿真，最好采用基于VHDL等硬件描述语言的仿真软件，例如，Altera公司的可编程逻辑器件开发软件MAX+plusII等。 ●仿真元器件的数量和精度： 元件库中仿真元件的数量和精度决定了仿真的适用性和精确度。电路仿真软件的元件库有数千个到1--2万个不等的仿真元件，但软件内含的元件模型总是落后于实际元器件的生产与应用。因此，除了软件本身的器件库之外，器件制造商的网站是元器件模型的重要来源。大量的网络信息也能提供有用的仿真模型。设计者如果对仿真元件模型有比较深入的研究，可根据最新器件的外部特性参数自定义元件模型，构建自己的元件库。对于教学工作者来说，软件内的元件模型库，基本上可以满足常规教学需要，主要问题在于国产元器件与国外元器件的替代，并建立教学中常用的国产元器件库。 电路仿真软件的元件分类方式有两种：按元器件类型如电源、二极管、74系列等分成若干个大类；或按元器件制造商分类，大多数仿真软件有电路图形符号的预览，便于选取使用。
华侨大学厦门工学院毕业设计(论文)开题报告 系：电气系专业班级：11级电气1班姓名 曾俊杰 学号 1102101042 指导 教师 王国玲 职称 学历 副教授 课题名称 单管反激式直流变换器研究 毕业设计（论文）类型（划√） 工程设计 应用研究 开发研究 基础研究 其他
√ 本课题的研究目的和意义： 目的：高效反激式开关电源以其电路抗干扰、高效、稳定性好、成本低廉等许多优点，特别适合小功率的电源以及各种电源适配器，具有较高的实用性。随着电力电子技术的发展，工作在高频的开关电源己经广泛应用于电气和电子设备的各个领域。开关电源设计的目的是通过能量处理将输入能量变化为所需要的能量输出，通常的形式是产生一个符合要求的输出电压，这个输出电压的值不能受输入电压或者负载电流的影响。 意义：在开关电源设计初期，采用的都是分立元件，集成度很低，大部分电路只能在PCB 版上实现，极大的限制了小型化实现的可能。而且大量器件暴露在外，也影响了系统的稳定性。近年来，为了实现更高的效率和更小的体积，开关电源的工作频率有了很大的提高。高工作频率能够减小外围电感和电容的大小，从而减少系统的体积。 文献综述（国内外研究情况及其发展）： 随着电力电子技术的发展，开关电源的应用越来越广泛。开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成。开关稳压电源有多种类型，其中单端反激式开关电源由于具有线路简单，所需要的元器件少，能够提供多路隔离输出等优点。开关电源是通过开关管关断和导通实现电压和电流变换的装置，亦称无工频变压器的电源，利用体积很小的高频变压器来实现电压变化及电网隔离。开关电源具有体积小、重量轻、效率高、发热量低、性能稳定等优点，代表着当今稳压电源的发展方向，已成为稳压电源的主导产品。 随着集成电路的发展，开关电源逐渐向集成化方向发展，趋于小型化和模块化。反激变压器的设计是一个难点，其往往导致电源设计周期延长。随着PI公司生产的以TOPSwitch为代表的新一代单片开关电源的问世，以上诸多问题都得到了很好的解决。应用TOPSwitch-HX 设计开关电源，不仅器件更少，结构更简单，发热量更少，工作更可靠，采用该系列芯片已成为一种高效的反激式开关电源设计方案。1977年国外首先研制成脉宽调制(PWM)控制器集成电路，美国Motorola公司、Silicon General公司、Unitrode公司等相继推出一系列PWM芯片。近些年来，国外研制出开关频率达1MHz的高速PWM、PFM芯片。第二个方向是实现中、小功率开关电源单片集成化。1994年，美国电源集成公司(Power Integrations)在世界上率先研制成功三端隔离式PWM型单片开关电源，其属于AC/DC电源变换器。之后相继推出TOPSwitch、TOPSwitch-II、TOPSwitch-Fx、TOPSwitch-GX、PeakSwitch、LinkSwitch等系列产品。意-法半导体公司最近也开发出VIPer100、VIPer100A、VIPer100B等中、小功率单片电源系列产品，并得到广泛应用。 本课题的主要研究内容（提纲）和成果形式： 1.复习、自学模拟电子技术、电力电子技术、自动控制理论、电路的仿真等方面有关书籍，理解掌握电路仿真软件的使用，如Pspice、Saber等。 2.重点学习Buck-Boost型功率变换器与反激式功率变换器的基本原理、功率电路与控制电路的设计方法与实现，控制电路的稳定性设计等。
反激式开关电源变压器的设计（小生我的办法，见笑） 反激式变压器是反激开关电源的核心，它决定了反激变换器一系列的重要参数，如占空比D，最大峰值电流，设计反激式变压器，就是要让反激式开关电源工作在一个合理的工作点上。这样可以让其的发热尽量小，对器件的磨损也尽量小。同样的芯片，同样的磁芯，若是变压器设计不合理，则整个开关电源的性能会有很大下降，如损耗会加大，最大输出功率也会有下降，下面我系统的说一下我算变压器的方法。 算变压器，就是要先选定一个工作点，在这个工作点上算，这个是最苛刻的一个点，这个点就是最低的交流输入电压，对应于最大的输出功率。下面我就来算了一个输入85V到265V，输出5V，2A 的电源，开关频率是100KHZ。 第一步就是选定原边感应电压VOR，这个值是由自己来设定的，这个值就决定了 电源的占空比。可能朋友们不理解什么是原边感应电压，是这样的，这要从下面看起，慢慢的来， 这是一个典型的单端反激式开关电源，大家再熟悉不过了，来分析一下一个工作周期，当开关管开通的时候，原边相当于一个电感，电感两端加上电压，其电流值不会突变，而线性的上升，有公式上升了的I=Vs*ton/L,这三项分别是原边输入电压，开关开通时间，和原边电感量．在开关管关断的时候，原边电感放电，电感电流又会下降，同样要尊守上面的公式定律，此时有下降了的Ｉ=VOR*toff/L,这三项分别是原边感应电压，即放电电压，开关管关断时间，和电感量．在经过一个周期后，原边电感电流的值会回到原来，不可能会变，所以，有VS*TON/L=VOR*TOFF/L,，上升了的，等于下降了的，懂吗，好懂吧，上式中可以用Ｄ来代替ＴＯＮ，用１－Ｄ来代替ＴOOF，移项可得，D=VOR/（VOR+VS）。此即是最大占空比了。比如说我设计的这个，我选定感应电压为80V，VS为90V ，则D=80/（*80+90）=0.47 第二步,确实原边电流波形的参数. 原边电流波形有三个参数,平均电流,有效值电流,峰值电流.,首先要知道原边电流的波形,原边电流的波形如下图所示,画的不好,但不要笑啊.这是一个梯形波横向表示时间,纵向表示电流大小,这个波形有三个值,一是平均值,二是有效值,三是其峰值,平均值就是把这个波形的面积再除以其时间.如下面那一条横线所示,首先要确定这个值，这个值是这样算的，电流平均值=输出功率/效率*VS，因为输出功率乘以效率就是输入功率，然后输入功率再除以
前言 本文主要论述的是如何对理想的CCM模式下的反激式变换器进行闭环补偿设计，并观察验证补偿结果。主要分两部分进行论述，一部分是利用小信号建模法建模并计算出相应的传递函数，并由反激变换器的CCM的工作条件算出一组参数。第二部分是通过matlab对其开环特性的分析，选择合适的补偿方法，并通过simulink进行仿真观察验证。 1 反击变换器的现状 反激式(Flyback)变压器，或称转换器、变换器。因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名。 反激式变压器的优点有: 1.电路简单,能高效提供多路直流输出,因此适合多组输出要求. 2.转换效率高,损失小. 3.变压器匝数比值较小. 4.输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出,目前已可实现 交流输入在 85~265V间.无需切换而达到稳定输出的要求. 反激式变压器的缺点有: 1.输出电压中存在较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限 制,通常应用于150W以下. 2.转换变压器在电流连续(CCM)模式下工作时,有较大的直流分量,易导致 磁芯饱和,所以必须在磁路中加入气隙,从而造成变压器体积变大. 3.变压器有直流电流成份,且同时会工作于CCM / DCM两种模式,故变压器 在设计时较困难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较复杂. 由于两种模式的仿真较复杂，本文只对CCM模式下的反激变换器进行仿真和讨论。
2 CCM 模式下反激式变换器的工作原理和传递函数的计算 CCM 模式是指，反激式变换器中的变压器在一个周期结束时仍有部分的存储能量。而这也是CCM 模式下讨论其工作原理和计算传递函数的基础。 CCM 模式下，反激式变换器有两个工作状态，一个是开关Q 导通，另一个是开关Q 断开，如图2.1所示。 V(t) V g D 开关Q 断开V g D 开关Q 导通 图2.1 CCM 模式下反击变换器的两个工作状态 当开关Q 断开时有方程组： ???????+=+-=+=])(,[),()(])(,[,)()(])(,[),()(s s s T L g T c T g L t d t t t i t i t d t t R t v t i t d t t t v t v 当开关Q 导通时有方程组： ?????????++=++-=++-=],)([,0)(],)([,)()()(],)([,)()(s s g s s L c s s L T t T t d t t i T t T t d t R t v n t i t i T t T t d t n t v t v 在周期平均法的基础上，通过在变换器静态工作点附近引入低频小信号扰动，
上海大学 模拟电子技术课程 实践项目 项目名称：_电子电路仿真分析与设计_指导老师：_______李智华________ 学号：______12122272_______ 姓名：_______翟自协________ 日期：_____2014/1/27______
电子电路仿真软件PSPICE 题目一：放大电路电压增益的幅频响应与相频响应 电路如图所示，BJT为NPN型硅管，型号为2N3904，放大倍数为50，电路其他元件参数如图所示。求解该放大电路电压增益的幅频响应和相频响应。 步骤如下： 1、绘制原理图如上图所示。 2、修改三极管的放大倍数Bf。选中三极管→单击Edit→Model→Edit Instance Model， 在Model Ediror中修改放大倍数Bf＝50。 3、由于要计算电路的幅频响应和相频响应，需设置交流扫描分析，所以电路中需要有交流源。 双击交流源v1设置其属性为：ACMAG=15mv,ACPHASE=0。 4、设置分析类型： 选择Analysis→set up→AC Sweep，参数设置如下：
5、Analysis→Simulate，调用Pspice A/D对电路进行仿真计算。 6、Trace→ Add（添加输出波形），，弹出Add Trace对话框，在左边的列表框中选中v(out)，单击右边列表框中的符号“/”，再选择左边列表框中的v(in)，单击ok按钮。 仿真结果如下：
上面的曲线为电压增益的幅频响应。要想得到电压增益的相频响应步骤如下：在probe下，选择Plot→ Add Plot（在屏幕上再添加一个图形）。如下图所示： 单击Trace→ Add（添加输出波形），弹出Add Trace对话框，单击右边列表框中的符号“P”，在左边的列表框中选中v(out)，单击右边列表框中的符号“-”，再单击右边列表框中的符号“P”，再选择左边列表框中的v(in)，单击ok按钮。函数P（）用来求相位。
单端反激式DC/DC 开关电源变压器的设计全过程， 变压器的参数计算： （1） 变压器的设计要求： 输出电压：10V ～3KV ，8mA （变压器输出之后三倍压） 输入电压：24 1V ±工作频率：50KHZ 最大占空比：45％ 变换效率：80％ （2） 基本参数计算： 输入最小电压： min IN V =－ IN V V ＝24－1－0.5 ＝22.5V 输出功率： OUT OUT OUT P U I = 30000.00824()W =×=输入功率： OUT IN P P η= 2430()0.8 W == （3） 选择磁芯： 由于输出功率为24W ，需要留有一定的余量，选择磁芯的型号为：EI-28。其具体参数如下： 材料：PC40；尺寸：28.0*16.75*10.6（mm）；P A ：0.6005（） ；：86 4cm e A 2mm W A ：69.83； ：4300；2mm L A 2/nH N S B ：500mT （） 390mT （10） 25o C 0o C 使用时为防止出现磁饱和，实取磁通密度m B = 250 mT （4） 粗略估计匝数比以及最大占空比（通过实际计算） min (1)OUT MAX IN MAX V D N V D ?= 30000.5522.50.45 ×=× 162.9=（求出结果后然后取整为Nm ） 因为匝数比可以根据设计理念修正为M N ＝165，从而可以产生新的MAX D
min OUT MAX M IN OUT V D N V V = + 300022.51653000 =×+ 44.7%= （5） 计算初级平均电流，峰值电流和电流的有效值 由于输出功率为24W ，用电流连续模式（CCM ）比较适合。这里取为0.6 RP K .min min IN OUT P AVG IN IN P P I V V η= = 240.822.5 =× 1.333A =.1[1]2 P AVG P RP MAX I I K D =? 1.333(10.50.6)0.447= ?×× 4.26A =.P RMS P I I = = 2.054A =.P RMS I －电流有效值，P I －峰值电流，.P AVG I －平均电流，（RP K R RP P I K I = ）电流比例因数，MAX D －最大占空比； 利用Krp 的值可以定量描述开关电源的工作模式，若Krp=1.0，即峰值电流和脉动电流相等，开关电源工作在断续模式；若Krp<1.0,峰值电流大于脉动电流，开关电源工作在连续模式。对于给定的交流输入范围，Krp 越小意味着更为连续的工作模式和较大的初级电感量，并且Ip 和Irms （初级有效值电流）较小。 （6） 计算初级电感： 2min min 1()(12 IN MAX RP IN ON P R OUT RP V D K V t L I P fK η?==)
一、反激变换器小信号模型的推导 1.1 DCM 1.1.1 DCM buck-boost 小信号模型的推导 根据状态空间平均法推导DCM buck-boost 变换器小信号模型如下： +-v in (t)v o (t)一般开关网络 图1 1理想Buck-Boost 变换器开关网络 1231d d d ++= （1） 首先，定义开关网络的端口变量1122,,,v i v i ，建立开关周期平均值 1 1 2 2 ,,,s s s s T T T T v i v i 之间的关系： 11()s g T g pk s s v t v i d T d T L L <>= = （2） 根据工作模态：113()()()0s s s L T g T T v t d v t d v t d <>=<>+<>+ （3） []1 1 ()()()s s s t T t T L T L s t t s s s di L v t v d L d i t T i t T T d T τττ++<>= = =+-? ? （4） DCM 下，()()0s i t T i t +==，所以()0s L T v t <>=，结合（3）式： 11()()0s s g T T d v t d v t <>+<>= （5） 21()(t)=-(t)()s s g T T v t d d v t <><> （6） 根据工作模态：1123()()0()(()())()()s s s s T g T T g T v t d t d t v t v t d t v t <>=+<>-<>+<>（7） 消去上式的2d 和3d 得：1()()s s T g T v t v t <>=<> （8） 根据工作模态：2123()()(()())()0(()) s s s s T g T T g T v t d t v t v t d t d v t <>=<>-<>++-<>
实例讲解电源高频变压器的设计方法开关电源高频变压器设计高频变压器是电源设计过程中的难点， 下面以反馈式电流不连续电源高频变压器为例， 向大家介绍一种电源高频变压器的设计方法。 设计目标： 电源输入交流电压在180V~260V之间，频率为50Hz， 输出电压为直流5V、14A，功率为70W，电源工作频率为30KHz。 设计步骤： 1、计算高频变压器初级峰值电流Ipp 由于是电流不连续性电源，当功率管导通时，电流会达到峰值，此值等于功率管的峰值电流。 由电感的电流和电压关系V=L*di/dt 可知： 输入电压：Vin(min)=Lp*Ipp/Tc 取1/Tc=f/Dmax， 则上式为： Vin(min)=Lp*Ipp*f/Dmax 其中： V in：直流输入电压，V Lp：高频变压器初级电感值，mH Ipp：变压器初级峰值电流，A Dmax：最大工作周期系数 f：电源工作频率，kHz 在电流不连续电源中，输出功率等于在工作频率下的每个周期内储存的能量，其为：Pout=1/2*Lp*Ipp2*f 将其与电感电压相除可得： Pout/Vin(min)=Lp*Ipp2*f*Dmax/(2*Lp*Ipp*f) 由此可得：Ipp=Ic=2*Pout/(Vin(min)*Dmax) 其中：Vin(min)=1.4*Vacin(min)-20V(直流涟波及二极管压降)=232V， 取最大工作周期系数Dmax=0.45。则： Ipp=Ic=2*Pout/(Vin(min)*Dmax)=2*70/(232*0.45)=1.34A 当功率管导通时，集极要能承受此电流。 2、求最小工作周期系数Dmin 在反馈式电流不连续电源中， 工作周期系数的大小由输入电压决定。 Dmin=Dmax/[(1-Dmax)*k+Dmax] 其中：k=Vin(max)/Vin(min) Vin(max)=260V*1.4-0V(直流涟波)=364V， 若允许10%误差，Vin(max)=400V。 Vin(min)=232V， 若允许7%误差，Vin(min)=216V。 由此可得： k=Vin(max)/Vin(min)=400/216=1.85 Dmin=Dmax/[(1-Dmax)*k+Dmax]=0.45/[(1-0.45)*1.85+0.45]=0.31 因此，当电源的输入直流电压在216V~400V之间时，
反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理 反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计. 二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理 1).反激式变换器的电路结构如图一. 2).当开关管Q1导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b).
当Q1导通,T1之初级线圈渐渐地会有初级电流流过,能量就会储存在其中.由于变压器初级与次级侧之线圈极性是相反的,因此二极管D1不会导通,输出功率则由Co来提供.此时变压器相当于一个串联电感Lp,初级线圈电流Ip可以表示为: Vdc=Lp*dip/dt 此时变压器磁芯之磁通密度会从剩磁Br增加到工作峰值Bw. 3.当Q1截止时, 其等效电路如图三(a)及在截止时次级电流波形,磁化曲线如图三(b).
当Q1截止时,变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为?B并没有相对的改变.当?B向负的方向改变时(即从Bw降低到Br),在变压器所有线圈之电压极性将会反转,并使D1导通,也就是说储存在变压器中的能量会经D1,传递到Co和负载上. 此时次级线圈两端电压为:Vs(t)=Vo+Vf (Vf为二极管D1的压降). 次级线圈电流: Lp=(Np/Ns)2*Ls (Ls为次级线圈电感量) 由于变压器能量没有完全转移,在下一次导通时,还有能量储存在变压器中,次级电流并没有降低到0值,因此称为连续电流模式或不完全能量传递模式(CCM). 三.CCM模式下反激变压器设计的步骤 1. 确定电源规格. 1. .输入电压范围Vin=85—265Vac; 2. .输出电压/负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A; 3. .变压器的效率?=0.90
Multisim 电路仿真分析（一） Multisim 12.0提供了多种电路仿真引擎，包含Xspice、VHDL和Verilog等。电路仿真分析的一般流程为： （1）设计仿真电路图； （2）设置分析参数； （3）设置输出变量的处理方式； （4）设置分析项目； （5）自定义分析选项 开始/终止仿真分析，可以单击仿真运行开关按钮，或者执行主菜单的Simulate|Run命令。 暂停/继续仿真分析，可以单击仿真运行开关按钮，或者执行主菜单的Simulate|Pause命令。 1. Multisim 1 2.0的仿真参数设置 在使用Multisim12.0进行仿真分析时，需要对各类仿真参数进行设置，包含仿真基本参数（仿真计算步长、时间、初始条件等）的设置；仿真分析参数（分析条件、分析范围、输出结点等）设置；仿真输出显示参数（数据格式、显示栅格、读数标尺等）设置。 1）仿真基本参数的设置 仿真基本参数的设置，可以通过执行Simulate|Interactive Simulation Settings 命令，打开交互式仿真设置对话框，如图2-1所示，通过修改或者重设其中的参数，可以完成仿真基本参数的设置。
图3-1 仿真基本参数设置对话框 2）仿真输出显示参数的设置 仿真输出参数的设置，是通过执行View|Grapher命令，打开Grapher View 仿真图形记录器，对话框如图3-2所示。 图3-2 Grapher View仿真图形记录器 2. Multisim 12.0的仿真分析 Multisim12.0提供了多种仿真分析方法，如图3-3所示，主要包含：直流工作点分析（DC Operation Point Analysis），交流分析(AC Analysis)，单频交流分析( Single Frequency AC Analysis)，瞬态分析( Transient Analysis)，傅立叶分析( Fourier Analysis)，噪声分析(Noise Analysis)，噪声系数分析( Noise Figure Analysis)，失真分析( Distortion Analysis)，直流扫描分析( DC Sweep Analysis)，灵敏度分析( Sensitivity Analysis)，参数扫描分析( Parameter Sweep Analysis)，温度扫描分析(Temperature Sweep Analysis)，极点-零点分析( Pole-Zero Analysis))，
1 反相比例运算电路 1.1 综述 反相比例运算电路实际上是深度的电压并联负反馈电路。在理想情况下，反相输入端的电位等于零，称为“虚地”。因此加在集成运放输入端的共模电压很小。 输出电压与输入电压的幅值成正比，但相位相反，因此，电路实现了反相比例运算。比例系数的数值决定于电阻RF与R1之比，而与集成运放内部各项参数无关。只要RF 和R1的阻值比较准确和稳定，即可得到准确额比例运算关系。比例系数的数值可以大于或等于1，也可以小于1。 由于引入了深度电压并联负反馈，因此电路的输入电阻不高，而输出电阻很低。1.2 工作原理 1.2.1 原理图说明 图1.2.1.1 反相比例运算电路 如图所示，输入电压V1经电阻R1接到集成运放的反相输入端，运放的同相输入端经电阻R2接地。输出电压经反馈电阻RF引回到反相输入端。 集成运放的反相输入端和同相输入端，实际上是运放内部输入级两个差分对管的基极。为使差分放大电路的参数保持对称，应使两个差分对管基极对地的电阻尽量一致，以免静态基流流过这两个电阻时，在运放输入端产生附加的偏差电压。因此，通常选择R2的阻值为R2=R1∥RF 经过分析可知，反相比例运算电路中反馈的组态是电压并联负反馈。由于集成运放
的开环差模增益很高，因此容易满足深度负反馈的条件，故可以认为集成运放工作在线性区。所以，可以利用理想运放工作在线性区时“虚短”和“虚断”的特点来分析反相比例运算电路的输出输入关系。 由于“虚断”，U +=0 又因“虚短”，可得 U - =U + =0 由于 I -=0 , 则由图可见 I I =I F 即（U I -U - ）/R1=(U—U )/RF 上式中U - =0,由此可求得反相比例运算电路的输出电压与输入电压的关系为 U 0=-RF·U I /R1 1.2.2 元件表 元件名称大小数量 集成运算放大器741 1 直流电源1V 1 电阻 6.8K 1 10K 1 20K 1 1.3 仿真结果分析 图1.3.1 仿真分析结果图 由于输入电压为1V，所以根据公式可得输出电压为-1.997，符合理论。