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毕业设计（论文）任务书
设计（论文）中文题目：开关功率变换器平均电流调制方法的数字化实现
2015年1月7 2015年
说明：
1、任务书由指导教师填写，于第七学期（五年制第九学期）期末前下达给学生。
2、学生签字时间就是任务下达时间（学生接受任务时间）。
PWM功率放大电路 ——卢浩天 LC梦创电子制作工作室 一、PWM功率放大原理 PWM功放电路有单极性和双极性之分。双极性指在一个PWM周期内，电机电枢电压正、负极性改变一次；单极性指PWM功放管工作时，有一个PWM信号端和一个方向控制端，在电机正转或反转时，仅有对应的一对功放管通电，而另一对功放管截止。因此，电机电枢在正转或反转时，正、负极性是固定的，即是单极性的。 若忽略晶体管的管压降，可以认为PWM功率放大管的输出电平等于电源电压，即||=。图1描绘了电枢的电压波形和电流波形。在图中，为PWM UU T CAB脉冲周期，为正脉冲宽度，为负脉冲宽度。电枢两端的电流是一个脉动的连TT hP续电流，从图可看出，电枢两端的电流是一个脉动的连续电流，加快PWM的切换频率，电流的脉动就变小，结果近似于直流信号的效果，使电机均匀旋转。同时，如果改变PWM 的脉冲的宽度，电枢中的平均电流也将变化，电机的转速便将随之改变，这就是PWM调速的原理。 在图中，PWM脉冲频率决定了电枢电流的连续性，从而也决定了电机运行的平稳性。如果脉冲频率切换频率选择不当，电机的低速性能有可能不理想，容易烧坏晶体管，而且由于电流不连续，电机有可能产生剧烈震荡，甚至出现啸叫现象，这些都是不允许的。因此，在设
计PWM功率放大器时，要慎重选择切换频率。为了克服静摩擦，改善运行特性，切换频率应能使电机轴产生微振，即： 式中，为转矩系数，（为电机电磁常数、为励磁磁通），U?KC?KC?CTMMT．为功放电源，为电枢电感，为电机静摩擦力矩。TL SA另外，选择切换频率具体还应考虑以下几个方面： （1）微振的最大角位移应小于允许的位置误差。在伺服系统中，假设要求位置误差小于，则要求切换频率满足下式：?式中，为电机及负载的转动惯量。J（2）应尽量减小电机内产生的高频功耗。PWM 脉冲信号的谐波分量将引起电机内部的功耗，降低效率。为此切换频率应足够高，使电机电枢感抗大大超过电枢内阻，即要求 式中，是电机电枢电阻。R A（3）应当远远大于系统的固有频率，防止系统固有振荡。 实际设计时应综合考虑上述条件，在1000Hz至数万Hz的范围内选取PWM切换频率。特别需要强调的是，由于伺服电机的电枢电感较小，如果频率不够高，交流分量过大，很容易烧毁功放管。不过功放管的开关频率总有一个限度，对大功率功放管来说，开关频率越高，制造工艺难度越大，成本也越高。因此，用户要根据自己的实际需要确定有关参数，使自己构建的功率放大器有较高的性能价格比。 二、标准的PWM功率放大器 图2举出了一个实际的标准双极性PWM功率放大器。它是一个典型的H型功放，四个功放管分别采用NPN型达林顿管TIP122和PNP 型达林顿管TIP127。PWM脉冲信号通过光电耦合器件4N35加到晶
开关电源的发展前景 提高开关电源的功率密度，使之小型化、轻量化，是人们不断努力追求的目标。电源的高频化是国际电力电子界研究的热点之一。电源的小型化、减轻重量对便携式电子设备（如移动电话，数字相机等）尤为重要。使开关电源小型化的具体办法有： 一是高频化。为了实现电源高功率密度，必须提高PWM变换器的工作频率、从而减小电路中储能元件的体积重量。 二是应用压电变压器。应用压电变压器可使高频功率变换器实现轻、小、薄和高功率密度。压电变压器利用压电陶瓷材料特有的"电压-振动"变换和"振动- 电压"变换的性质传送能量，其等效电路如同一个串并联谐振电路，是功率变换领域的研究热点之一。 三是采用新型电容器。为了减小电力电子设备的体积和重量，必须设法改进电容器的性能，提高能量密度，并研究开发适合于电力电子及电源系统用的新型电容器，要求电容量大、等效串联电阻ESR小、体积小等。 电源系统中应用大量磁元件，高频磁元件的材料、结构和性能都不同于工频磁元件，有许多问题需要研究。对高频磁元件所用磁性材料有如下要求：损耗小，散热性能好，磁性能优越。适用于兆赫级频率的磁性材料为人们所关注，纳米结晶软磁材料也已开发应用。 高频化以后，为了提高开关电源的效率，必须开发和应用软开关技术。它是过去几十年国际电源界的一个研究热点。 对于低电压、大电流输出的软开关变换器，进一步提高其效率的措施是设法降低开关的通态损耗。例如同步整流SR技术，即以功率MOS管反接作为整流用开关二极管，代替萧特基二极管（SBD），可降低管压降，从而提高电路效率。
分布电源系统适合于用作超高速集成电路组成的大型工作站（如图像处理站）、大型数字电子交换系统等的电源，其优点是：可实现DC/DC变换器组件模块化；容易实现N+1功率冗余，易于扩增负载容量；可降低48V母线上的电流和电压降；容易做到热分布均匀、便于散热设计；瞬态响应好；可在线更换失效模块等。 现在分布电源系统有两种结构类型，一是两级结构，另一种是三级结构。 由于AC/DC变换电路的输入端有整流元件和滤波电容，在正弦电压输入时，单相整流电源供电的电子设备，电网侧（交流输入端）功率因数仅为～。采用PFC（功率因数校正）变换器，网侧功率因数可提高到～，输入电流THD小于10%。既治理了电网的谐波污染，又提高了电源的整体效率。这一技术称为有源功率因数校正APFC单相APFC国内外开发较早，技术已较成熟；三相APFC的拓扑类型和控制策略虽然已经有很多种，但还有待继续研究发展。 一般高功率因数AC/DC开关电源，由两级拓扑组成，对于小功率AC/DC开关电源来说，采用两级拓扑结构总体效率低、成本高。 如果对输入端功率因数要求不特别高时，将PFC变换器和后级DC/DC变换器组合成一个拓扑，构成单级高功率因数AC/DC开关电源，只用一个主开关管，可使功率因数校正到以上，并使输出直流电压可调，这种拓扑结构称为单管单级即S4PFC变换器。 电压调节器模块是一类低电压、大电流输出DC-DC变换器模块，向微处理器提供电源。 现在数据处理系统的速度和效率日益提高，为降低微处理器IC的电场强度和功耗，必须降低逻辑电压，新一代微处理器的逻辑电压已降低至1V，而电流
电力电子技术 课程设计报告 题目PWMf关型功率放大器的设计 专业电气工程及其自动化 班级电气 学号 学生姓名 指导教师 2008年春季学期 起止时间：2008年6月23日至2008年6月27日
一、总体设计 1 ?主电路的选型（方案设计）
经过对设计任务要求的总体分析，明确应该使用电力电子组合变流中的间接交流变流的思想进行设计，因为任务要求频率是可变的，故选择交直交变频电路（即VVVF 电源）。交直交变频电路有两种电路：电压型和电流型。在逆变电路中均选用双极性调制方式。 方案一：采用电压型间接交流变流电路。其中整流部分采用单相桥式全控整流电路，逆变部分采用单相桥式PWM e变电路，滤波部分为LC滤波，负载为阻感性。电路原理图如下所示： 方案二：采用电压型间接交流变流电路。其中整流部分采用单相全桥整流电路，逆变部分采用单相桥式PWM K变电路，滤波部分为LC滤波，负载为阻感性。电路原理图如下所示： 方案三：采用电压型间接交流变流电路。其中整流部分采用单相桥式PWM 整流电路，逆变部分采用单相桥式PWM e变电路，滤波部分为LC滤波，负载为阻感
性。电路原理图如下所示： 分析： 方案一中整流电路与逆变电路都采用全控型可以通过控制a角的大小来控制Ud 的大小。 方案二中的整流电路是单相全桥整流电路，属于不可控型。Ud大小不可变。 方案三采用双PWM&路。整流电路和逆变电路的构成可以完全相同，交流电源通过交流电抗器和整流电路联接，通过对整流电路进行PWMI制，可以使输入电流为正弦波并且与电源电压同相位，因而输入功率因数为1,并且中间 直流电路的电压可以调整。但由于控制较复杂，成本也较高，实际应用还不多，故此处没有选用。 经过分析我选用了方案一。其中控制部分采用双极性PWM波控制触发，从而控制负载电流和电压。由于逆变部分采用电压型逆变电路，所以当选用电阻性负载时其电流大致呈正弦波，电压呈矩形波。
--------------------------------------------------------------------------- 常用开关电源芯片大全 第1章DC-DC电源转换器/基准电压源 1.1 DC-DC电源转换器 1.低噪声电荷泵DC-DC电源转换器AAT3113/AAT3114 2.低功耗开关型DC-DC电源转换器ADP3000 3.高效3A开关稳压器AP1501 4.高效率无电感DC-DC电源转换器FAN5660 5.小功率极性反转电源转换器ICL7660 6.高效率DC-DC电源转换控制器IRU3037 7.高性能降压式DC-DC电源转换器ISL6420 8.单片降压式开关稳压器L4960 9.大功率开关稳压器L4970A 10.1.5A降压式开关稳压器L4971 11.2A高效率单片开关稳压器L4978 12.1A高效率升压/降压式DC-DC电源转换器L5970 13.1.5A降压式DC-DC电源转换器LM1572 14.高效率1A降压单片开关稳压器LM1575/LM2575/LM2575HV 15.3A降压单片开关稳压器LM2576/LM2576HV 16.可调升压开关稳压器LM2577 17.3A降压开关稳压器LM2596 18.高效率5A开关稳压器LM2678 19.升压式DC-DC电源转换器LM2703/LM2704 20.电流模式升压式电源转换器LM2733 21.低噪声升压式电源转换器LM2750 22.小型75V降压式稳压器LM5007 23.低功耗升/降压式DC-DC电源转换器LT1073 24.升压式DC-DC电源转换器LT1615 25.隔离式开关稳压器LT1725
开关整流器的基本原理 一、填空 1、功率变换器的作用是（）。 将高压直流电压转换为频率大于20KHZ的高频脉冲电压 2、整流滤波器电路的作用是（）。 将高频的脉冲电压转换为稳定的直流输出电压 3、开关电源控制器的作用是将输出（）取样，来控制功率开关器件的驱动脉冲的（），从而调整（）以使输出电压可调且稳定。 直流电压、宽度、开通时间。 4、开关整流器的特点有（）、（）、（）、（）、（）、（）及（）。 重量轻、体积小、功率因数同、可闻噪声低、效率高、冲击电流小、模块式结构。 5、采用高频技术，去掉了（），与相控整流器相比较，在输出同等功率的情况下，开关整流器的体积只是相控整流器的（），重量已接近（）。 工频变压器、1/10、1/10。 6、相控整流器的功率随可控硅（）的变化而变化，一般在全导通时，可接近（）以上，而小负载时，仅为左右，经过校正的开关电源功率因数一般在（），以上，并且基本不受（）变化的影响。 导通角、、。 7、在相控整流设备件，工频变压器及滤波电感工作时产生的可闻噪声较大，一般大于（），而开关电源在无风扇的情况下，可闻噪声仅为（）左右。 60db、45db。
8、开关电源采用的功率器件一般（比较）较小，带功率因数补偿的开关电源其整流器效率可达（）以上，较好的可做到（）以上。 88%、91%。 9、目前开关整流器的分类主要有两种，一类是采用（）设计的整流器，一般称之为（），二是采用（）设计的整流器，主要指（）开关整流器。 硬开关技术、SMR、软开关技术、谐振型 10、谐振型技术主要是使各开关器件实现（）或（）导通或截止，从而减少开关损耗，提高开关频率。 零电压、零电流。 11、按有源开关的过零开关方式分类，将谐振型开关技术分为（）—ZCS、（）—ZVS两大类。 12、单端正激变换电路广泛应用于（）变换电路中，被认为是目前可靠性较高，制造不复杂的主要电路之一。 13、单端反激变换电路一般用在（）输出的场合。 14、全桥式功率变换电路主要应用于（）变换电路中。 15、半桥式功率变换电路得到了较广泛的应用，特别是在（）和（）的场合，其应用越来越普遍。 16、开关电源模块的寿命是由模块内部工作（）所决定，温升高低主要是由模块的（）高低所决定，现在市场上大量使用的开关电源技术，主要采用的是（）技术。 17、功率密度就是功率的（），比值越大说明单位体积的功率越大。 18、计算功率有两种方法，一种是（），另一种是模块允许的，在交流和直流变化的全电压范围内所能提供的（）。
基于软开关技术的DC/DC功率变换器的设计 O 引言 基于软开关技术的全桥DC／DC变换器在高频、大功率的直流变换领域，有着广泛的应用前景，它提高了系统的效率，增大了装置的功率密度。本文设计的变换器现正应用于电子模拟功率负载中，该负载系统要求能有效实现能量回馈电网，且直流高压>540V，低压直流为48~60V，因此，为升压变换。限于篇幅，本文仅对DC／DC变换器的设计进行讨论，该变换器利用高频变压器的原边漏感、功率MOSFET并联外接的电容实现零电压开关，该方案简单、高效、易实现。采用改进型移相控制器UC3879为控制核心，对变换器实现恒流输入控制，文中给出了实用的控制电路和主要参数的设计方法。试验结果证明系统性能优良、效率高、功率密度大。 1 基本原理 1.1 DC／DC变换器的电路原理 图1所示的是DC／DC功率变换器的电路原理图，功率开关管S1~S4及内部集成的二极管组成全桥开关变换器，S1及S3组成超前桥臂，S2及S4组成滞后桥臂，S1~S4在寄生电容、外接电容C1~C4和变压器漏感的作用F谐振，实现零电压开关。其中C7为隔直电容，可有效地防止高频变压器的直流偏磁。低压直流侧滤波电容为C5、C6、L1为共模电感。实时检测的输入侧电流值同指令电流值比较，得到的误差信号经过PI 环节输出，由改进型移相控制器UC3879组成的控制系统实时生成变换器的触发脉冲；系统实行恒流控制，便于在不同负载情况下考核被测试的直流电源组，同时，也利于根据试验考核系统的功率等级，实现多个相同电子模拟负载模块的并联。
经过实验测试，DC／DC功率变换器工作在软开关状态下，输出高压直流为560V时，高频变压器副边电压的峰值高达1000V。考虑在工程应用中，系统应该有足够的储备裕量，以利于长时间可靠、安全的运行，整流部分由两个完全相同的整流桥串联构成。 1.2 控制策略 对于全桥变换器的控制通常有双极性控制方式、有限双极性控制方式和移相控制方式。双极性控制方式下的功率开关管工作在硬开关状态，开关管的开关损耗很大，限制了开关频率的提高。有限双极性控制方式可使一对开关管是零电压开关，另一对开关管是零电流开关，适合选用IGBT作为开关管，能避免IGBT的电流拖尾。对于功率MOSFET，移相控制方式的拓扑结构简洁，控制方式简单，也有很多优点： 1)开关频率恒定，利于滤波器的优化设计； 2)实现了开关管的零电压开关，减小了开关损耗，可提高开关频率； 3)功率器件的电压和电流应力小。 因此，该DC／DC功率变换器的控制采用移相控制方式实现零电压开关。每个桥臂的两个开关管成180°互补导通(同一桥臂两开关管有一死区时间)，两个桥臂的触发角相差一个相位，即移相角，通过调节移相角可以调节输出电压。开关管关断时变压器的原边电流给关断开关管的
一种基于PWM的开关功率放大器的设计 一、前言 振动测试系统是模拟某种产品的实际使用环境，在产品出厂前检验其结构特性和可靠性，这对于新产品开发起着重要作用，因此，被广泛应用于军事，自动化，半导体，汽车，航空航天等行业。 采用开关功率放大器的电动式振动测试系统是目前应用广泛的一种振动 试验系统。通常能提供正弦、随机和冲击试验环境，它的频率范围广，动态范围宽，易于实现自动或手动控制；加速度波形良好，适合产生随机波；可得到很大的加速度。 功率放大器是电动振动试验系统的重要组成部分，其性能和与振动台的匹配状况直接关系着系统的性能。功率放大器发展到现在已经历了3代：电子管功率放大器、晶体管线性功率放大器及开关功率放大器。目前电子管功率放大器已经很少使用，晶体管线性功率放大器效率通常只有50％左右，而其他的能量则转化为热能，不但效率低，而且散热是个很大问题。开关功率放大器如果采用功率场效应管（PMOSFET），则损耗很小，效率可达到90％，发热少，冷却设备简单。由于开关功率放大器输出电压容易调节，且电流的波峰系数较大，这样就可以直接与振动台耦合，而不需要输出变压器。而且PMOSFET的开关频率高，因此放大器体积小，功率密度大，容易实现模块化。 本文应用PWM技术设计并实现了5kW的功率放大器模块。由于采用PMOSFET，开关频率达到50 kHz,体积比较小，效率高。输出电感铁芯采用钻基非晶合金，频率响应范围广。2主电路设计2.1主电路结构 开关式功率放大器主电路结构如图1所示。三相交流电经过工频变压器隔离、降压送入三相全桥滤波器，然后通过电容滤波得到低纹波直流电源V in。
主电路由4只PMOSFET组．成一个全桥变换器。输出的电压波经过常模和共模扼流线圈滤波后输出到振动台。 开关功率放大器输出正弦波（5Hz～5kHz）或随机波形。采用提高开关频率的方法来抑制谐波虽然有效，但是会增加PMOSFET的开关损耗，从而导致变换器的效率下降。本文采用倍频PWM技术，即三角载波的频率为100 kHz,而MOSFET的开关频率为50 kHz,这样不仅能够有效地降低谐波，而且也可以减少开关损耗。变换器工作时，同一个桥臂上的MOSF ET交替导通，当Q1，Q3同时导通时输出为零，只有对角线上的Q1，Q4或Q3，Q2同时导通时才输出电压波形。 二、控制逻辑 由于开关功率放大器是通过输入信号来改变输出结果的，所以是开环控制。其控制逻辑如图2所示，由载波发生，调制信号，比较单．元和延时单元组成。载波是频率为50 kHz三角波，由模拟振荡电路获得。调制信号由振动台控制系统给定，滤波后送到比较器的同相端。载波以及反相的载波分别送到比较器的反相端。调制后的信号通过一个由RC电路和与非门组成的延时单元，防止同一桥臂的MOSFET的直通，最后经过缓冲器到驱动电路。
开关电源关键核心技术 开关电源是一种电压转换电路，主要的工作内容是升压和降压，广泛应用于现代电子产品。因为开关三极管总是工作在“开” 和“关” 的状态，所以叫开关电源。开关电源实质就是一个振荡电路，这种转换电能的方式，不仅应用在电源电路，在其它的电路应用也很普遍，如液晶显示器的背光电路、日光灯等。开关电源与变压器相比具有效率高、稳性好、体积小等优点，缺点是功率相对较小，而且会对电路产生高频干扰,变压器反馈式振荡电路，能产生有规律的脉冲电流或电压的电路叫振荡电路，变压器反馈式振荡电路就是能满足这种条件的电路。 Buck变换器 Buck变换器也称降压式变换器，是一种输出电压小于输入电压的单管不隔离直流变换器。 图中，Q为开关管，其驱动电压一般为PWM(Pulse width modulation 脉宽调制)信号，信号周期为Ts，则信号频率为f=1/Ts，导通时间为Ton，关断时间为Toff，则周期Ts=Ton+Toff，占空比Dy= Ton/Ts。 Boost变换器 也称升压式变换器，是一种输出电压高于输入电压的单管不隔离直流变换器。 开关管Q也为PWM控制方式，但最大占空比Dy必须限制，不允许在Dy=1的状态下工作。电感Lf在输入侧，称为升压电感。Boost变换器也有CCM和DCM两种工作方式 Buck/Boost变换器
维修 有些开关电源很复杂，元器件密密麻麻，很多保护和控制电路，在没有技术支持的情况下，维修起来是一件很头疼的事。在我面对这种情况时，首先我会找到开关管及其参与振荡的外围电路，把它从电路中分离出来，看它是否满足振荡的条件，如检测偏置是否正常，正反馈有无故障，还有开关管本身，开关电源有极强大的保护功能，排除后检察控制和保护及负载电路。 开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET 构成。开关电源和线性电源相比，二者的成本都随着输出功率的增加而增长，但二者增长速率各异。线性电源成本在某一输出功率点上，反而高于开关电源，这一点称为成本反转点。随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术也在不断地创新，这一成本反转点日益向低输出电力端移动，这为开关电源提供了广阔的发展空间 用途与简介 用途 开关电源产品广泛应用于工业自动化控制、军工设备、科研设备、LED照明、工控设备、通讯设备、电力设备、仪器仪表、医疗设备、半导体制冷制热、空气净化器，电子冰箱，液晶显示器，LED灯具，通讯设备，视听产品，安防，电脑机箱，数码产品和仪器类等领域。 简介 随着电力电子技术的高速发展，电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而电子设备都离不开可靠的电源，进入80年代计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代，进入90年代开关电源相继进入各种电子、电器设备领域，程控交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源，更促进了开关电源技术的迅速发展。开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成。开关电源和线性电源相比，二者的成本都随着输出功率的增加而增长，但二者增长速率各异。线性电源成本在某一输出功率点上，反而高于开关电源，这一成本反转点。随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术在不断地创新，这一成本反转点日益向低输出电力端移动，这
P W M功率放大电路集团标准化工作小组 #Q8QGGQT-GX8G08Q8-GNQGJ8-MHHGN#
PWM功率放大电路 ——卢浩天 LC梦创电子制作工作室一、PWM功率放大原理 PWM功放电路有单极性和双极性之分。双极性指在一个PWM周期内，电机电枢电压正、负极性改变一次；单极性指PWM功放管工作时，有一个PWM信号端和一个方向控制端，在电机正转或反转时，仅有对应的一对功放管通电，而另一对功放管截止。因此，电机电枢在正转或反转时，正、负极性是固定的，即是单极性的。 若忽略晶体管的管压降，可以认为PWM功率放大管的输出电平等于 电源电压，即| U|=C U。图1描绘了电枢的电压波形和电流波形。在图 AB 中，T为PWM脉冲周期， T为正脉冲宽度，h T为负脉冲宽度。电枢两端 P 的电流是一个脉动的连续电流，从图可看出，电枢两端的电流是一个脉动的连续电流，加快PWM的切换频率，电流的脉动就变小，结果近似于直流信号的效果，使电机均匀旋转。同时，如果改变PWM的脉冲的宽度，电枢中的平均电流也将变化，电机的转速便将随之改变，这就是PWM调速的原理。 在图中，PWM脉冲频率决定了电枢电流的连续性，从而也决定了电机运行的平稳性。如果脉冲频率切换频率选择不当，电机的低速性能有可能不理想，容易烧坏晶体管，而且由于电流不连续，电机有可能产生剧烈震荡，甚至出现啸叫现象，这些都是不允许的。因此，在设计PWM功率放
大器时，要慎重选择切换频率。为了克服静摩擦，改善运行特性，切换频率应能使电机轴产生微振，即： 式中，T K 为转矩系数，Φ=M T C K （M C 为电机电磁常数、Φ为励磁磁 通），C U 为功放电源，A L 为电枢电感，S T 为电机静摩擦力矩。 另外，选择切换频率具体还应考虑以下几个方面： （1）微振的最大角位移应小于允许的位置误差。在伺服系统中，假设要求位置误差小于δ，则要求切换频率满足下式： 式中，J 为电机及负载的转动惯量。 （2）应尽量减小电机内产生的高频功耗。PWM 脉冲信号的谐波分量将引起电机内部的功耗，降低效率。为此切换频率应足够高，使电机电枢感抗大大超过电枢内阻，即要求 式中，A R 是电机电枢电阻。 （3）应当远远大于系统的固有频率，防止系统固有振荡。 实际设计时应综合考虑上述条件，在1000Hz 至数万Hz 的范围内选取PWM 切换频率。特别需要强调的是，由于伺服电机的电枢电感较小，如果频率不够高，交流分量过大，很容易烧毁功放管。不过功放管的开关频率总有一个限度，对大功率功放管来说，开关频率越高，制造工艺难度越大，成本也越高。因此，用户要根据自己的实际需要确定有关参数，使自己构建的功率放大器有较高的性能价格比。 二、标准的PWM 功率放大器 图2举出了一个实际的标准双极性PWM 功率放大器。它是一个典型的H 型功放，四个功放管分别采用NPN 型达林顿管TIP122和PNP 型达
开关电源中的功率开关基础知识(四) 普高（杭州）科技开发有限公司张兴柱博士 电子开关的其它分类方式： 1：按制作材料分类 组成电子开关的材料已经经历了许多代，早期是硅（Si）、锗（Ge）、和镓（Ga），然后是砷化镓（GaAs），现在是碳化硅（SiC），以后可能会是氮化镓（GaN），再以后可能将是钻石（Diamond）。随着组成电子开关的材料的不断升级，其各种特性也在大幅度地提高，如目前的SiC器件，它的开关速度、通态压降等均比之前的其它器件要好许多 2：按是否可控分类 电子开关按控制方式可以分成三类：一类是完全不控型器件，如二极管，它没有控制极，二极管的通断由加在其两端的电压控制，当二极管P-N结加上正向电压时，二极管就导通，当二极管P-N结加上反向电压时，二极管就截止。 第二类是半控型器件，如普通可控硅，它有一个控制极（门极），在普通可控硅的门栅之间加上一个合适的控制电压，如此时的阳极和栅极之间为正电压，那么可控硅就导通，导通后其控制电压就会失去控制作用，也即在导通期内去掉控制电压信号，可控硅仍然导通，只有当可控硅的电流为零，且电压反向后，其才能被关断。另外当阳极和栅极之间为负电压时，普通可控硅是无法控制开通的，也即此时即使在普通可控硅的门栅之间加上一个合适的控制电压，它也不会导通。 第三类是全控型器件，根据控制信号是电压还是电流，又将其分成两个子类。第一个子类是电压型控制器件，如MOSFET、IGBT等；第二个子类是电流型控制器件，如GTR和GTO。例如N沟道MOSFET这种电压型全控器件，只要在它的门源之间加上一个合适的正电压信号后，它就会导通，在门源之间去掉这个控制电压后，它就会关断。又例如NPN GTR这种电流型全控器件，只要在的它的基极通上一个合适的基极电流后，它就会导通，在它的基极将这个基流抽走并给一个小的反向基流后，它就会关断。这些全控型器件作为电子开关时，可以非常方便地控制其通断，在开关处理同样的功率时，GTR所需的控制功率最大，GTO 所需的控制功率其次，MOSFET和IGBT所需的控制功率最小。 3：按工作频率分类 不同的电子开关，其开关工作方式下的最高频率是不同的。按可工作的最高频率也可以将电子开关分成三类：第一类是低频功率器件，如可控硅、普通二极管等，它们的工作频率一般在1KHz以内。第二类是中频功率器件，如GTR和IGBT等，它们的工作频率一般在（20~30）KHz以内。第三类是高频功率器件，如MOSFET、快恢复二极管、萧特基二极管等，它们的工作频率一般在100KHz~1MHz之间。 4：按额定可处理的最大功率容量分类 不同的电子开关，其能处理的最大功率容量，即导通时允许流过的最大电流和截止时允许承受的最大电压，是不同的。从这个角度，也可以将功率电子器件分成三类：第一类是小功率电子器件，如MOSFET，萧特基二极管等。第二类是中功率电子器件，如IGBT、GTR等。第三类是大功率电子器件，如GTO、普通二极管等。 5：按导电粒子的性质分类
EMI 滤波器原理与设计方法详解 输入端差模电感的选择： 1. 差模choke置于L线或N线上，同时与XCAP共同作用F=1 / (2*π* L*C) 2.波器振荡频率要低于电源供给器的工作频率，一般要低于10kHz。 3. L = N2AL（nH/N2）nH 4. N = [L（nH）/AL(nH/N2)]1/2匝 5. AL = L（nH）/ N2nH/N2 6. W =（NI）2AL / 2000μJ 输入端共模电感的选择： 共模电感为EMI防制零件，主要影响Conduction 的中、低频段，设计时必须同时考虑EMI特性及温升，以同样尺寸的Common Choke而言，线圈数愈多(相对的线径愈细)，EMI防制效果愈好，但温升可能较高。传导干扰频率范围为0.15～30MHz，电场辐射干扰频率范围为30～100MHz。开关电源所产生的干扰以共模干扰为主。产生辐射干扰的主要元器件除了开关管和高频整流二极管还有脉冲变压器及滤波电感等。注意：1. 避免电流过大而造成饱和。2．Choke温度系数要小，对高频阻抗要大。3．感应电感要大，分布电容要小。4．直流电阻要小。 B = L * I / (N * A) (B shall be less than 0.3) L = Choke inductance. I = Maximum current through choke. N = Number of turns on choke. A = Effective area of choke. (for drum core, can approximate with cross section area of center pole.) 假设在50KHZ有24DB的衰减则，共模截止频率Fc = Fs*10Att/4 0 = 50*10-24/40=12.6KHZ 电感值L= (RL*0.707)/(∏*Fc) = (500.707)/(3.14*12.6) = 893uH 使用磁芯和磁棒作滤波电感时应注意自身的阻抗，对于共模电感不能使用低阻抗的磁芯和磁棒，否则会造成炸机现象。作共模电感用的磁芯应用DC500V测量其绝缘阻抗应大于己于100M。 在电源设备中采用噪声滤波器的作用如下： （1）防止外来电磁噪声干扰电源设备本身控制电路的工作； （2）防止外来电磁噪声干扰电源的负载的工作； （3）抑制电源设备本身产生的EMI； （4）抑制由其它设备产生而经过电源传播的EMI。 在国际上的电磁噪声限制规则，如美国有FCC，德国有FTZ，VDE等标准。 在电源设备输入引线上存在二种EMI噪声：共模噪声和差模噪声，把在交流输入引线与地之间存在的EMI噪声叫作其共模噪声，它可看作为在交流输入线上传输的电位相等、相位相同的干扰信号。而把交流输入引线之间存在的EMI噪声叫作差模噪声，它可看作为在交流输入线传输的相位差180°的干扰信号。共模噪声是从交流输入线流入大地的干扰电流，差模噪声是在交流输入线之间流动的干
逆变器并网电流环控制 1连接电抗器设计 图1并网逆变器主电路图 并网逆变器主电路图如图1所示。滤波电感参数的计算过程如下： 假设在t k 时刻起始的一个开关周期内数值近似保持不变为U k ，电感电流平均值为I Lk ，电流纹波增加量为+L I ?和减小量-L I ?相等，均为L I ?，桥式逆变电路输出电压波形为u i ，占空比为D ，直流电压为V DC ，开关周期为T s ，则t k 即刻起始的一个开关周期内逆变器电压和电感电流波形如图2所示。 图 2逆变器电压和电感电流波形 由图可知，当k k s t t t DT <<+时，+-= dc k L s M V U I DT L ???；当+k s k s t DT t t T <<+时，-=(1)k L s U I D T L ??-。 化简得： dc k s s M U U DT T L L ??=? 2(1)()dc dc L s s M V M V I D D T D D T L L ???=-=- 当占空比D=0.5时且V dc 最大时，L I ?达到最大 则 V
max max 4dc s L M V T I L ???= max max 4dc s L M V T L I ??≥ 在本设计中取直流侧输入电压最大值_max 900V dc V =；10KHz s f =；7.58A o I = ； max =15% 1.61L o I A ?=；=6.89mH L ；=7mH L 。 2电流环设计与仿真 同步旋转坐标系下，逆变器的交流侧电压表达式为 d d gd q q q gq d di v L u i dt di v L u i dt ωω? =-++??? ?=-+-?? 考虑到需要对逆变器的有功无功进行解耦控制，因此在本设计中采用基于d 轴电网电压定向的控制策略，则逆变器交流侧电压表达式可变为 d d gd q q q d di v L u i dt di v L i dt ωω? =-++??? ?=--?? 带解耦的电流闭环控制框图如图3所示。可通过电流状态反馈来实现两轴电 流间的解耦控制。 图3电流闭环控制框图 电流环的参数计算 考虑主电路部分d 轴电流解耦后的传递函数和q 轴电流的控制框图如图4所示。
开关电源变换器 毕业设计 摘要 本论文设计部分分为四部分： 首先对开关变换器进行了概述，叙述了电力电子技术领域中功率变换器的发展，对开关电源和直流变换器进行了分类，概述了功率变换器的基本知识。 其次论述了单端反激变换器的工作原理，分析了其三种工作状态 最后总结了单端反激变换器的优缺点。 接下来介绍了按照一定要求设计制作一台200Ｗ、有三路不同电压及功率输出的开关电源的设计过程，以及如何具体计算各个元计得参数。 最后简述了所设计电源的一些技术性能指标。 关键词: 开关变换器, 开关电源, 输出性能,脉宽调制器,UC3842,反激式
Abstract This paper is divided into four parts of the design First of a switching converter overview describes the power of electronic power converter technology development, and direct current power converter to switch the classification of power converter outlined the basic knowledge. Then ends with a single anti-violent converter work theory, the analysis of its three working condition Finally summed up the advantages and disadvantages of single-anti-violent converter. Next introduced in the production of a certain design requirements Taiwan 200W, three different routes V oltage and power output switching power supply design process, and how a specific calculation of the various parameters of dollars. Best designed power outlined some of the technical performance indicators. KEY WORDS:Switching Power Supply,Pulse，Width Modulation,Flyback, Switching converter,Export performance,UC3842
0 引言 多电平变换器的概念自从A.Nabael在1980年的IAS年会上提出以后，以其独特的优点受到广泛的关注和研究。首先，对于n电平的变换器，每个功率器件承受的电压仅为母线电压的1/（n－1），这就使得能够用低压器件来实现高压大功率输出，且无需动态均压电路；多电平变换器的输出电压波形由于电平数目多，使波形畸变(THD)大大缩小，改善了装置的EMI特性；还使功率管关断时的d v/d t应力减少，这在高压大电机驱动中，有效地防止了电机转子绕组绝缘击穿；最后，多电平变换器输出无需变压器，从而大大减小了系统的体积和损耗。因此，多电平变换器在高电压大功率的变频调速、有源电力滤波装置、高压直流（HVDC）输电系统和电力系统无功补偿等方面有着广泛的应用前景。 1 多电平变换器的拓扑结构 国内外学者对多电平变换器作了很多的研究，提出了不少拓扑结构。从目前的资料上看，多电平变换器的拓扑结构主要有4种： 1）二极管中点箝位型（见图1）； 2）飞跨电容型(见图2)； 3）具有独立直流电源级联型（见图3）； 4）混合的级联型多电平变换器。 图1 二极管箝位型三电平变换器 图2 飞跨电容型三电平变换器
图3 级联型五电平变换器 其中混合级联型是3）的改进模型，它和3）的结构基本上相同，唯一不同的就是3）的直流电源电压均相等，而4）则不等。从图1至图3不难看出这几种拓扑的结构的优缺点。 二极管箝位型多电平变换器的优点是便于双向功率流控制，功率因数控制方便。缺点是电容均压较为复杂和困难。在国内外这种拓扑结构的产品已经进入了实用化。 飞跨电容型多电平变换器，由于采用了电容取代箝位二极管，因此，它可以省掉大量的箝位二极管，但是引入了不少电容，对高压系统而言，电容体积大、成本高、封装难。另外这种拓扑结构，输出相同质量波形的时候，开关频率增高，开关损耗增大，效率随之降低。目前，这种拓扑结构还没有达到实用化的地步。 级联型多电平变换器的优点主要是同数量电平的时候，使用二极管数目少于拓扑结构1）；由于采用的是独立的直流电源，不会有电压不平衡的问题。其主要缺点是采用多路的独立直流电源。目前，这种拓扑结构也有实用化的产品。 2 多电平变换器的控制策略 从目前的资料来看，多电平变换器主要有5种控制策略，即阶梯波脉宽调制、特定消谐波PWM、载波PWM、空间矢量PWM、Sigma-delta调制法。 2.1 阶梯波脉宽调制[1][2][3] 阶梯波调制就是用阶梯波来逼近正弦波，是比较直观的方法。典型的阶梯波调制的参考电压和输出电压如图4所示。在阶梯波调制中，可以通过选择每一个电平持续时间的长短，来实现低次谐波的消除。2m＋1次的多电平的阶梯波调制的输出电压波形的傅立叶分析见式(1)及式(2)。消除k次谐波的原理就是使电压系数b k为0。这种方法本质上是对做参考电压的模拟信号作量化的逼近。从图4中不难看出这种调制方法对功率器件的开关频率没有很高的要求，所以，可以采用低开关频率的大功率器件如GTO来实现；另外这种方法调制比变化范围宽而且算法简单，控制上硬件实现方便。不过这种方法的一个主要缺点就是输出波形的谐波含量高。 图4 九电平阶梯波输出电压波形 v t(t)=b n sin nωt（1） b n=[V cos nα1＋2V cosnα1＋……＋jV cos nαj＋……＋mV cosnαm]（2） 2.2 多电平特定消谐波法[4][5][6] 多电平的特定消谐波法也被称作开关点预制的PWM方法。这种方法是建立在多电平阶梯波调制方法的基础之上的。这种方法的原理就是在阶梯波上通过选择适当的“凹槽” 有选择性地消除特定次谐波，从而达到输出波形质量提高和输出THD减小的目的。这种方法的消谐波和阶梯波的消谐波一样，唯一不同的就是输出电压波形的傅立叶分析后的系数 b n有所不同。现以五电平的特定消谐波的一个输出电压波形(如图5所示)来分析傅立叶分解
高效率PWM 音频功率放大器 本设计主要由功率放大器、信号变换电路、输出功率显示电路和保护电路组成。功率放 大器部分采用D 类功率放大器确保高效，在 5V 供电情况下输出功率大于 1W ，且输出波形 无明显失真，低频输出噪声电压很低 （输出频率为20kHz 以下时，低频噪声电压约 1mV ）; 信号变换部分采用差分放大电路，将双端输出信号变为 1 : 1的单端输出信号；输出功率显 1、题目分析及设计方案论证与比较 根据题目要求，整个系统由D 类PWM 功率放大器、信号转换电路及功率测量显示装置 组成。其中核心部分为 D 类PWM 功率放大器。之所以选择此方案是因为 D 类PWM 功放 能够达到更高的效率，且更好地确保波形不失真，加之以合理的滤波网络又进一步克服了高 频干扰， 从而使系统成为高效率、低失真、低干扰的功率放大系统。系统组成框图如图 3.1 所示。下面我们分别论述框图中各部分设计方案。 图3.1系统组成框图 2、总体设计思路 根据题目要求，经过认真分析，决定采用脉宽调制方式实现低频功率放大器 （即D 类功 率放大器）。脉宽调制电路（PWM ）的脉宽调制原理 如图3.2所示。 图3.2脉宽调制原理图 一般的D 类放大器电路的工作原理是用 “振荡发生器”输出的三角波与来自外部的模拟 音频信号进行比较，在“脉宽调制比较器”输出端产生一个其脉宽变化与音频信号幅值成正 比例的可变脉宽方波。此方波通过“数字逻辑电路”输出反相的方波。 在音频信号的前半周 （正电压），脉宽调制方波的占空比小于 50%，使高端MOS 管饱和导通，输出瞬间脉冲电压 V ec — 0=V cc 。在音频信号的后半周（负电压），低端MOS 饱和导通，电压 0— V ec = — V cc o 将输 亠 PWM — 高速开关电路 及滤波网络 D 类功率放大器 796D Vin=O,占空比-50%
第3章 开关变换器的状态空间平均建模 开关变换器是通过调整开关元件的工作状态实现开关变换器输出电压的调整，在一个开关周期内，开关变换器是一个周期性时变电路，但在每一个开关工作状态，开关变换器又可以看作是一个线性电路。因此，不能用常规的线性电路理论对开关变换器进行分析，而必须研究适用于开关变换器的建模分析方法。 3.1 CCM 开关变换器的状态空间平均模型 3.1.1 CCM 开关变换器的状态空间方程及其近似解 对于在开关周期T 内有两个开关工作状态的开关变换器，即开关变换器工作在CCM 模式，可以分别写出它在每一个开关工作状态的状态方程，并进行求解。 工作状态1：在一个开关周期的[0，DT ]时间段，开关变换器的状态方程为： d ()()()d t t t t =+11x A x B u (3.1a) 工作状态2：在一个开关周期的[DT ，T ]时间段，开关变换器的状态方程为： d ()()()d t t t t =+22x A x B u (3.1b) 其中：x (t )是状态向量；u (t )是输入向量；A 1、A 2、B 1、B 2分别是工作状态1和工作状态2对应的状态矩阵和输入矩阵。 （I ）开关工作状态1对应的状态方程的解为 ()()0d t t e t t e ττ?111A A u x =x()+B (3.2) 当开关变换器的开关频率(f s =1/T )远大于状态方程的特征频率f 0，即f s >> f 0时，存在下述线性近似关系 DT DT e +≈11A I A (3.3) 将式(3.3)代入式(3.2)，可得 00 ()()0()d 0d DT DT DT DT e t DT e t e τ ττ τ +=+ ??111A A A 111I A B u x()=x()+B u x() (3.4a) 当开关变换器的输入向量u (t )在一个开关周期内是常数，或相对于开关频率是慢变化量时，可以