设计要领
软开关电源的设计要领UC3846构成的ZVZCS软开关电源的
1．主电路
P0=3KW，U0=30V，fs=20KHz。
从功率容量和尽可能降低开关电源装置的损耗和制作成本考虑，主电路采用了主开关器件为IGBT的全桥PWM变换电路。电路如图2所示。
2．控制电路
PWM控制电路采用的是UC3846。其应用电路主要部分如图3(a)所示，脚1所接R1、R2,决定初级限流值，并决定当过电流时器件是闭锁还是重新运行。CS+和CS-两端接过流信号，实施过流、过压自动保护。EA+和EA-两端是内部误差放大器输入端，接受来自输出电压和输出电流的误差信号，以实行导通/短开时间的控制，达到PWM占空比控制的目的。脚16 ShutDown端是封锁输出脉冲的接线端，接收过流、过压封锁信号，脚8和脚9外接决定开关频率的电阻RT和电容CT。控制输出端Bout（14脚）和Aout（11脚）分别接D 触发器的置“1”端和置“0”端，通过触发器的延时翻转，在滞后桥臂上得到滞后超前臂开关信号一些时间的开关信号，通过主电路的软开关电路实现ZVS和ZCS。S1-S4是输出到IGBT 驱动电路的控制信号，如图3(b)所示是一个IGBT的驱动电路。
3．电路参数计算
对元件和参数作一个计算。开关频率及PWM控制脉冲宽度（占空比）是输出稳定性高低的关键，IGBT和高频整流快速恢复二极管是电源工作恢复高低的关键。
3．1 开关频率及占空比的计算
为了计算这两个参数，先设计高频变压器的匝比为10：1。因为电源输出电压U0为28V，所以高频变压器输入端的平均电压US’应为280V。由DC-DC变换原理可知：Us，/ Ud =D/T，而Ud=1.35UL，式中：UL---- 三相供电线有效值(380V),所以，D/T=280/513=0.545=0.55,由于是全桥式变换,所以每组开关的占空比Dp=D/2*T=0.2757T图4-a所示为一组开关的工
作波形示意图。
综合对电源可靠性要求高,对电源体积要求较高等因素,确定开关电源频率为20KHZ,容易算
出最小死区时间为760ns。
可见，有这样大的死区时间，可以保证在输入电压有较大波动情况下仍能使输出稳定不变。
3．2IGBT的选择
对IGBT的选择，主要考虑正常工作时流过IGBT的电流有效值、平均电流和反向电压Uces。因为象开关损耗发热、工作条件严酷等因素都不能忽略，所以选择时，其元件的参数应取2倍以上安全系数,。由于是全桥式电路，且高频变压器变比为10 : 1 ,次级输出电流为连续的100A电流，所以流过变压器初级电流平均值IL（av）应为10A，流过每个IGBT的稳定电
流波形如图4-b所示，其电流计算如下
因为
所以IGBT的稳态幅值电流为:
IGBT电流的有效值为：
在器件手册中，给出的IGBT元件参数额定电流是直流连续平均电流，而在实际工作中，IGBT的过流损坏一般是热效应引起的。所以综合成本和可靠性问题，常常选IGBT的额定电流大于工作电流有效值IT两倍以上。电路中，每个开关元件的工作电压均为电源电压Ud，即Uces=Ud=513V，所以IGBT的耐压应选择1000V以上。
3．3次级整流二极管的选择
分析计算方法同IGBT的选择。流过二极管的峰值电流180A，平均电流IDav=50A,有效值电流ID=95A，所以选择IFav=200A,VRRM.≥100V的快速恢复二极管。
3．4输入整流电路及附加单相升压变压器的确定
因为由三相供电时，Ud=1.35UL=1.35×1.707×UP。为了保证单相供电时,开关电源输出不变，显然，此时须有Ud’= Ud=1.35×1.707×UP。由单相全波整流原理知,其整流输出电压Ud’是整流输出电压有效值UX的1.1～1.2倍.所以由上式有:
( 1.1---1.2)UX=1.35×1.707×UP,其中UP是相电压。所以,选择整流电路，其耐压值比三相时选高一些,同时,整流电流值也应比三相时大一些,一般选择大三分之一即可。变压器的匝比设计为1:2 即可满足要求。
TND313/D Rev 3, Sep-11 High-Efficiency 305 W ATX Reference Design Documentation Package ? 2011 ON Semiconductor.
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两例变频器开关电源电路实例 ——兼论电容C23在电路中的重要作用 先看以下电路实例： 图1 东元7200PA 37kW变频器开关电源电路 CN4 图2 海利普HLPP001543B型15kW变频器开关电源电路
图1、图2电路结构和原理基本上是相同的，下面以图1电路例简述其工作原理。 开关电源的供电取自直流回路的530V直流电压，由端子CN19引入到电源/驱动板。 电路原理简述：由R26~R33电源启动电路提供Q2上电时的起始基极偏压，由Q2的基极电流Ib的产生，导致了流经TC2主绕组Ic的产生，继而正反馈电压绕组也产生感应电压，经R32、D8加到Q2基极；强烈的正反馈过程，使Q2很快由放大区进入饱合区；正反馈电压绕组的感应电压由此降低，Q2由饱合区退出进入放大区，Ic开始减小；正反馈绕组的感应电压反向，由于强烈的正反馈作用，Q2又由放大状态进入截止区。以上电路为振荡电路。D2、R3将Q2截止期间正反馈电压绕组产生的负压，送入Q1基极，迫使其截止，停止对Q2的Ib的分流，R26-R33支路再次从电源提供Q1的起振电流，使电路进入下一个振荡循环过程。 5V输出电压作为负反馈信号（输出电压采样信号）经稳压电路，来控制Q2的导通程度，实施稳压控制。稳压电路由U1基准电压源、PC1光电耦合器、Q1分流管等组成。5V输出电压的高低变化，转化为PC1输入侧发光二极管的电流变化，进而使PC1输出测光电三极管的导通内阻变化，经D1、R6、PC1调整了Q2的偏置电流。以此调整输出电压使之稳定。 这是我的第二本有关变频器维修的书中，对图1电路原理的简述，由于疏漏了对电容C23作用的讲解，给读者带来了一些疑问：1）N2绕组负电压是如何加到Q2基极的？2）电路中C23的作用是什么？3）C23的充、放电回路是怎样走的？这3问题涉及到电路原理的关键部分，无它，开关电管Q2即无法完成由饱和导通→进入放大区→快速截止→重新导通的工作状态转换，三个问题其实又只是一个问题，即图1的C23（或图2中的C38）究竟对电路的工作状态转换起到怎样的重要作用？先不要忙，将这个问题暂且按下不表，先说几句题外话。 在由3844（42/43/34）PWM脉冲芯片为核心构成的开关电源电路，大行其道的今天，像图1、图2这样由两只双极型晶体管构成的开关电源电路（对比于集成器件，或称之为分立元件构成的开关电源），仍占有一席之地，在数个变频器厂家的产品中，得到应用。难道是厂家技术人员有怀旧情结吗？还是为了降低生产成本？其实都不是！采用分立元件做开关电源，设计人员肯定有更全面和深入的考虑。 而我的维修经验而论，我比较倾向和首肯于由分立元件构成的开关电源，理由是其工作可靠性高，故障率低，使用和维修都比较让人放心。电路的质量，并不取决于采用集成器件或分立元件，也不取决于电路采用元器件的数量多少，这些都是形式而非本质。相对于分立元件组成的电路，集电器件是否就具有技术上的先进性和工作上的可靠性？则真的是一个问号，不可一概而论。比较二者电路的设计难度，分立元件的电路，恐怕难度要更高一些。 与分立元件的电源相比，用3844做成的电源电路，更像一个“傻瓜型”电路，有固定的电路模式，与成型外围作成一个电路单元，可以应急取代任意开关电源电路，达到修复目的（有的技术人员已经这样做了）。 电路的元件数量愈少，电路结构越是精简，电路的故障率就越低，这是一个被实践验证的法则。实际维修中，采用图1电路形式的开关电源，故障率和可靠性，要优于用集成器件做成的开关电源。个别电源，停电时还好好儿的，一上电，开关管就炸掉了，说明即使“傻瓜型”电路，在设计上也不可掉以轻心，关
开关电源设计步骤 步骤1 确定开关电源的基本参数 ① 交流输入电压最小值u min ② 交流输入电压最大值u max ③ 电网频率F l 开关频率f ④ 输出电压V O （V ）：已知 ⑤ 输出功率P O （W ）：已知 ⑥ 电源效率η：一般取80％ ⑦ 损耗分配系数Z ：Z 表示次级损耗与总损耗的比值，Z=0表示全部损耗发生在初级， Z=1表示发生在次级。一般取Z=0.5 步骤2 根据输出要求，选择反馈电路的类型以及反馈电压V FB 步骤3 根据u ，P O 值确定输入滤波电容C IN 、直流输入电压最小值V Imin ① 令整流桥的响应时间tc=3ms ② 根据u ，查处C IN 值 ③ 得到V imin 步骤4 根据u ，确定V OR 、V B ① 根据u 由表查出V OR 、V B 值 ② 由V B 值来选择TVS 步骤5 根据Vimin 和V OR 来确定最大占空比Dmax V OR D m a x = ×100％ V OR +V I m i n －V D S (O N ) ① 设定MOSFET 的导通电压V DS(ON) ② 应在u=umin 时确定Dmax 值，Dmax 随u 升高而减小 步骤6 确定C IN ,V Imin 值
步骤7 确定初级波形的参数 ① 输入电流的平均值I A VG P O I A VG= ηV Imin ② 初级峰值电流I P I A VG I P = (1－0.5K RP )×Dmax ③ 初级脉动电流I R ④ 初级有效值电流I RMS I RMS =I P √D max ×(K RP 2/3－K RP +1) 步骤8 根据电子数据表和所需I P 值 选择TOPSwitch 芯片 ① 考虑电流热效应会使25℃下定义的极限电流降低10％，所选芯片的极限电流最小值 I LIMIT(min)应满足：0.9 I LIMIT(min)≥I P 步骤9和10 计算芯片结温Tj ① 按下式结算： Tj ＝[I 2RMS ×R DS(ON)+1/2×C XT ×(V Imax +V OR ) 2 f ]×R θ＋25℃ 式中C XT 是漏极电路结点的等效电容，即高频变压器初级绕组分布电容 ② 如果Tj ＞100℃，应选功率较大的芯片 步骤11 验算I P IP=0.9I LIMIT(min) ① 输入新的K RP 且从最小值开始迭代，直到K RP =1 ② 检查I P 值是否符合要求 ③ 迭代K RP =1或I P =0.9I LIMIT(min) 步骤12 计算高频变压器初级电感量L P ，L P 单位为μH 106P O Z(1－η)+ η L P = × I 2P ×K RP (1－K RP /2)f η 步骤13 选择变压器所使用的磁芯和骨架，查出以下参数： ① 磁芯有效横截面积Sj （cm 2），即有效磁通面积。 ② 磁芯的有效磁路长度l （cm ） ③ 磁芯在不留间隙时与匝数相关的等效电感AL(μH/匝2) ④ 骨架宽带b （mm ） 步骤14 为初级层数d 和次级绕组匝数Ns 赋值 ① 开始时取d ＝2（在整个迭代中使1≤d ≤2） ② 取Ns=1(100V/115V 交流输入)，或Ns=0.6(220V 或宽范围交流输入) ③ Ns=0.6×(V O +V F1) ④ 在使用公式计算时可能需要迭代 步骤15 计算初级绕组匝数Np 和反馈绕组匝数N F ① 设定输出整流管正向压降V F1 ② 设定反馈电路整流管正向压降V F2 ③ 计算N P
电子工程师必备基础知识（一） 运算放大器通过简单的外围元件，在模拟电路和数字电路中得到非常广泛的应用。运算放大器有好些个型号，在详细的性能参数上有几个差别，但原理和应用方法一样。 运算放大器通常有两个输入端，即正向输入端和反向输入端，有且只有一个输出端。部分运算放大器除了两个输入和一个输出外，还有几个改善性能的补偿引脚。 光敏电阻的阻值随着光线强弱的变化而明显的变化。所以，能够用来制作智能窗帘、路灯自动开关、照相机快门时间自动调节器等。 干簧管是能够通过磁场来控制电路通断的电子元件。干簧管内部由软磁金属簧片组成，在有磁场的情况，金属簧片能够聚集磁力线并使受到力的作用，从而达到接通或断开的作用。 电子工程师必备基础知识（二） 电容的作用用三个字来说：“充放电。”不要小看这三个字，就因为这三个字，电容能够通过交流电，隔断直流电；通高频交流电，阻碍低频交流电。 电容的作用如果用八个字来说那就：“隔直通交，通高阻低。”这八个字是根据“充放电”三个字得出来的，不理解没关系，先死记硬背住。 能够根据直流电源输出电流的大小和后级（电路或产品）对电源的要求来先择滤波电容，通常情况下，每1安培电流对应1000UF-4700UF是比较合适的。 电子工程师必备基础知识（三） 电感的作用用四个字来说：“电磁转换。”不要小看这四个字，就因为这四个字，电感能够隔断交流电，通过直流电；通低频交流电，阻碍高频交流电。电感的作用再用八个字来说那就：“隔交通直，通低阻高。”这八个字是根据“电磁转换”三个字得出来的。
电感是电容的死对头。另外，电感还有这样一个特点：电流和磁场必需同时存在。电流要消失，磁场会消失；磁场要消失，电流会消失；磁场南北极变化，电流正负极也会变化。 电感内部的电流和磁场一直在“打内战”，电流想变化，磁场偏不让变化；磁场想变化，电流偏不让变化。但，由于外界原因，电流和磁场都可能一定要发生变化。给电感线圈加上电压，电流想从零变大，可是磁场会反对，因此电流只好慢慢的变大；给电感去掉电压，电流想从大变成零，可是磁场又要反对，可是电流回路都没啦，电流已经被强迫为零，磁场就会发怒，立即在电感两端产生很高的电压，企图产生电流并维持电流不变。这个电压很高很高，甚至会损坏电子元件，这就是线圈的自感现象。 给一个电感线圈外加一个变化磁场，只要线圈有闭合的回路，线圈就会产生电流。如果没回路的话，就会在线圈两端产生一个电压。产生电压的目的就是要企图产生电流。当两个或多个丝圈共用一个磁芯（聚集磁力线的作用）或共用一个磁场时，线圈之间的电流和磁场就会互相影响，这就是电流的互感现象。 大家看得见，电感其实就是一根导线，电感对直流的电阻很小，甚至能够忽略不计。电感对交流电呈现出很大的电阻作用。 电感的串联、并联非常复杂，因为电感实际上就是一根导线在按一定的位置路线分布，所以，电感的串联、并联也跟电感的位置相关（主要是磁力场的互相作用相关），如果不考虑磁场作用及分布电容、导线电阻（Q值）等影响的话就相当于电阻的串联、并联效果。 交流电的频率越高，电感的阻碍作用越大。交流电的频率越低，电感的阻碍作用越小。 电感和充满电的电容并联在一起时，电容放电会给电感，电感产生磁场，磁场会维持电流，电流又会给电容反向充电，反向充电后又会放电，周而复始……如果没损耗，或能及时的补充这种损耗，就会产生稳定的振荡。 电子工程师必备基础知识（四）
开关电源介绍 一、基础知识： 新型变压器：磁性元件，新型磁材料和新型变压器的开发。如集成磁路，平面型磁心，超薄型变压器；以及新型变压器如压电式，无磁芯印制电路变压器等，使开关电源的尺寸重量都可减少许多。 硬开关的条件下MOSFET和IGBT开关损耗分析： 1)．开通损耗方面：由于MOSFET的输出电容大，器件处于断态时，输入电压加在输出电容上，输出电容储存较大能量。在相继开通时这些能量全部消耗在器件内，开通损耗大。器件的开通损耗和输出电容成正比，和频率成正比和输入电压的平方成正比[12]。而IGBT的输出电容比MOSFET小得多，断态时电容上储存的能量较小，故开通损耗较小。 2)．关断损耗方面：MOSFET属单极型器件，可以通过在施加栅极反偏电压的方法，迅速抽走输入电容上的电荷，加速关断，使MOSFET关断时电流会迅速下降至零，不存在拖尾电流，故关断损耗小[10]；而IGBT由于拖尾电流不可避免，且持续时间长(可达数微秒)，故关断损耗大。 综合以上分析，硬开关条件下MOSFET的开关损耗主要是由开通损耗引起，而IGBT则主要是由关断损耗引起。因此使用MOSFET作为主开关器件的电路，应该工作于ZVS条件下，这样在器件开通前，漏极和源极之间的电压先降为零，输出电容上储存能量很小，可以大大降低MOSFET的开通损耗；而使用IGBT作为主开关器件的电路，应该工作于ZCS条件下，这样在器件关断前，流过器件的电流先降为零，可以大大降低因拖尾电流造成的关断损耗。 软开关：当电流过零时，使器件关断；当电压过零时，使器件开通-实现开关损耗为零。 变流器：把输入的电源，进行电压、电流变换，达到规定的要求后输出给用电设备。 DC-DC：直流变压器。斩波器。 为什么反激开关电源只能适合小功率？200W以下。正激开关电源适合大功率开关电源？ 高效率小体积（高功率密度）一直是DC-DC变换器用户的追求，也是设计的要点。提高功率密度最有效的方式就是提高开关频率，线圈和变压器对高速变化的磁力线感应灵敏度高、特别高效率，衰减特别小，传递效率特别高，而对低频变化的磁力线灵敏度低、衰减大，传递效率差，因此高频下的磁芯体积会大幅度减小，但频率的提高会使开关管的开关损耗加大，对变换器的效率造成影响。如何在高频下减小开关管的开关损耗，是DC-DC变换器是否能实现高效率高功率密度的关键，在这种背景下，高频软开关技术逐渐成为研究的热点，LLC谐振变换器是在串联谐振变换器的基础上增加了一个与负载并联的电感，是目前效率最高的开关电源。
典型半导体案例失效分析 Author:朱秋高 光宝电子(东莞)有限公司 E-mial: Collins.zhu@https://www.doczj.com/doc/2d11844184.html, 摘要: 开关电源与地之间走线的电感对主开关Mosfet 驱动影响和失效案例 关键词: PWM 驱动信号的布线要点: 在开关转换期间,某些走线 (PCB上的敷铜线路) 电流会瞬间停止,而另外一些走线电流同时瞬间导通(均在开关转换时间100ns 之内发生). 这些走线被认为是开关调整器PCB布线的”关键走线”. 每个开关转换瞬时,这些走线中都产生很高的Di/dt .如图1-1所示,整个线路混杂着细小但不低的电压尖峰.由经验可知,不难理解这是方程V=L*Di/dt 在走线中起作用,L是PCB走线的寄生电感.根据经验,每英寸走线的寄生电感约为20nH 图1-1 确定三种拓扑中的关键走线 噪声尖峰一旦产生,不仅传递到输入/输出(影响电源性能),而且渗透到IC控制单元,使控制功能失稳失常,甚至使控制的限流功能失效,导致灾难性后果. 199
引言: 设计开关调整器PCB时,需知最终产品的好坏完全取决于它的布线,当然,有些开关IC可能会比其他开关IC对干扰更敏感.有时,从不同供应商购得的 “ 同类” 产品也可能有完全不同的噪声敏感度,.此外,某些开关IC结构本身也会比其他IC对噪声更敏感(如电流模式控制芯片比电压模式控制芯片”布线敏感度”高很多). 事实上,用户必须面对这样的现实: 半导体器件生产商不会提供其产品噪声敏感度的资料. 而作为设计人员,往往对布线不够重视,结果将似乎可稳定工作的IC弄得波形震荡,易受干扰,以致误动作,甚至导致灾难性的后果(开关烧掉). 另外,这些问题在调试后期往往很难纠正或补救,因此开始阶段就正确布线非常重要. 试验方法: 1. MOSFET 的驱动信号通常由IC内的驱动级产生,故MOSFET的源极应接至IC接地端.但MOSFET的实际表现并不由施加在栅极与参考间的电压所决定, 而是取决于栅极与源极间的电压,即完全取决于实际的V GS. 实例1,如果源极与地之间的走线有点长的话,在开关转换瞬间它上面会出现很大的电感反冲, 不严重的话只是降低开关转换的速度,严重时会使MOSFET错误地开通或关断,导致管子毁坏. 图1-2 是在关断瞬间可能发生的相当安全的情形.栅极控制MOSFET关断,但源极的PCB走线阻抗刚才也流过了电流,并产生小电压源(尖峰) 以阻止电流减小,电流持续流动直到能量消耗光.这使V GS波形发生改变从而使开关转换速度降低.然而,这种降低转换速度的方法并不值得推荐,根据我所知其结果不可预知,因为它本质上是基于寄生参数的. 图 1-2 关断时源极寄生电感的影响 2. 实例2, 图1-3 是一款使用在网络产品上的电源布线图,我们不难发现驱动信号到MOSFET的栅极之间的走线过长,(约为63mm) .且高频电感离驱动信号非常近,而导致在系统使用时,不时发生MOSFET 烧毁和PCB板大面积烧黑的现象, 200
《精通开关电源设计》笔记 三种基础拓扑（buck boost buck-boost ）的电路基础： 1， 电感的电压公式dt dI L V =＝T I L ??，推出ΔI ＝V ×ΔT/L 2， sw 闭合时，电感通电电压V ON ，闭合时间t ON sw 关断时，电感电压V OFF ，关断时间 t OFF 3， 功率变换器稳定工作的条件：ΔI ON ＝ΔI OFF 即，电感在导通和关断时，其电流变化相等。 那么由1，2的公式可知，V ON ＝L ×ΔI ON /Δt ON ，V OFF ＝L ×ΔI OFF /Δt OFF ，则稳定条件为伏秒定律：V ON ×t ON ＝V OFF ×t OFF 4， 周期T ，频率f ，T ＝1/f ，占空比D ＝t ON /T ＝t ON /（t ON ＋t OFF ）→t ON ＝D/f ＝TD →t OFF ＝（1－D ）/f 电流纹波率r P51 52 r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 对应最大负载电流值和最恶劣输入电压值 ΔI ＝E t /L μH E t ＝V ×ΔT （时间为微秒）为伏微秒数，L μH 为微亨电感，单位便于计算 r ＝E t /（ I L ×L μH ）→I L ×L μH ＝E t /r →L μH ＝E t /（r* I L ）都是由电感的电压公式推导出来 r 选值一般0.4比较合适，具体见 P53 电流纹波率r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 在临界导通模式下，I AC ＝I DC ，此时r ＝2 见P51 r ＝ΔI/ I L ＝V ON ×D/Lf I L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/Lf I L →L ＝V ON ×D/rf I L 电感量公式：L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/rf I L ＝V ON ×D/rf I L 设置r 应注意几个方面： A,I PK ＝（1＋r/2）×I L ≤开关管的最小电流，此时r 的值小于0.4，造成电感体积很大。 B,保证负载电流下降时，工作在连续导通方式P24-26， 最大负载电流时r ’＝ΔI/ I LMAX ,当r ＝2时进入临界导通模式，此时r ＝ΔI/ I x ＝2→ 负载电流I x ＝（r ’ /2）I LMAX 时，进入临界导通模式,例如：最大负载电流3A ，r ’＝0.4，则负载电流为（0.4/2）×3＝0.6A 时，进入临界导通模式 避免进入临界导通模式的方法有1，减小负载电流2，减小电感（会减小ΔI ，则减小r ）3，增加输入电压 P63 电感的能量处理能力1/2×L ×I 2 电感的能量处理能力用峰值电流计算1/2×L ×I 2PK ，避免磁饱和。 确定几个值:r 要考虑最小负载时的r 值 负载电流I L I PK 输入电压范围V IN 输出电压V O 最终确认L 的值 基本磁学原理：P71――以后花时间慢慢看《电磁场与电磁波》用于EMC 和变压器 H 场：也称磁场强度，场强，磁化力，叠加场等。单位A/m B 场：磁通密度或磁感应。单位是特斯拉（T ）或韦伯每平方米Wb/m 2 恒定电流I 的导线，每一线元dl 在点p 所产生的磁通密度为dB ＝k ×I ×dl ×a R /R 2 dB 为磁通密度，dl 为电流方向的导线线元，a R 为由dl 指向点p 的单位矢量，距离矢量为R ，R 为从电流元dl 到点p 的距离，k 为比例常数。 在SI 单位制中k ＝μ0/4π，μ0=4π×10-7 H/m 为真空的磁导率。
经典LED驱动电源参考设计大集锦（内含设计原理图、实际案例分析） PI公司的众多LED驱动电源解决方案中，高效率、低功耗，外围简单、可调光、高稳定性是最大的特点，涉及工业、商业、家用等应用领域。不管是应客户需求设计，还是按相关标准设计，还是基于对行业发展趋势把握所做的前瞻性设计，都同样的出色，其方案、设计、想法具有行业指引性。 其众多的驱动电源参考设计中蕴含很多电源基本理论,就算不用其公司的IC也可以作为设计参考，对工程师有超强的指导意义。 1.开关电源设计软件- PI Expert? 操作/设计指南 PI Expert可提供构建和测试工作原型所需的所有必要信息。这些信息包括完整的交互式电路原理图、物料清单(BOM)、电路板布局建议以及详细的电气参数表。PI Expert还可提供完整的变压器设计，包括磁芯尺寸、线圈圈数、适当的线材规格以及每个绕组所用的并绕线数。此外，还可生成详细的绕组机械装配说明。该程序可以将设计时间从数天缩短至几分钟。 2.采用LYTSwitch的带功率因数校正(PFC)的23 W T8电源设计 适用于430 mA V (50 V) T8灯管的隔离式、低输入电压、超薄驱动器设计(DER-338)现已推出。这款新设计采用了PI新推出的LYTSwitch? LED驱动器系列器件LYT4215E。 3.一款高功率因数、可控硅调光的非隔离LED驱动器 PI推出了一份新的设计报告((DER-364)，介绍的是一款使用广受好评的LYTSwitch IC设计的高功率因数、可控硅调光的非隔离LED驱动器。其效率额定值高达85%以上，具有无闪烁调光和单向快速启动(<200 ms)的特性。 4.针对T10灯管的最新24 W LED驱动器设计 PI的一款效率达92%的24 W T10灯LED驱动器设计(DER-356)。该设计可极大简化离线式、带功率因数校正的LED电源的生产。 5.适用于可控硅调光A19灯的全新10 W PFC LED驱动器设计 PI发布的关于针对可调光A19灯的全新10 W驱动器设计(DER-328) 6.元件数最少的T8灯管LED驱动器设计–高效率、低THD PI现已推出DER-345–一款针对T8 LED灯的低输入电压、非隔离、高效率、高功率因数LED驱动器设计。 7.适用于A19替换灯的14.5 W可控硅调光的非隔离LED驱动器 Power Integrations的LED设计(DER-341) –适用于A19 LED灯的非隔离式、高效率、高功率因数(PF) LED驱动器。这款新的LED驱动器采用LinkSwitch-PH系列IC中的LNK407EG器件设计而成。
设计要领 软开关电源的设计要领UC3846构成的ZVZCS软开关电源的 1．主电路 P0=3KW，U0=30V，fs=20KHz。 从功率容量和尽可能降低开关电源装置的损耗和制作成本考虑，主电路采用了主开关器件为IGBT的全桥PWM变换电路。电路如图2所示。 2．控制电路 PWM控制电路采用的是UC3846。其应用电路主要部分如图3(a)所示，脚1所接R1、R2,决定初级限流值，并决定当过电流时器件是闭锁还是重新运行。CS+和CS-两端接过流信号，实施过流、过压自动保护。EA+和EA-两端是内部误差放大器输入端，接受来自输出电压和输出电流的误差信号，以实行导通/短开时间的控制，达到PWM占空比控制的目的。脚16 ShutDown端是封锁输出脉冲的接线端，接收过流、过压封锁信号，脚8和脚9外接决定开关频率的电阻RT和电容CT。控制输出端Bout（14脚）和Aout（11脚）分别接D 触发器的置“1”端和置“0”端，通过触发器的延时翻转，在滞后桥臂上得到滞后超前臂开关信号一些时间的开关信号，通过主电路的软开关电路实现ZVS和ZCS。S1-S4是输出到IGBT 驱动电路的控制信号，如图3(b)所示是一个IGBT的驱动电路。
3．电路参数计算 对元件和参数作一个计算。开关频率及PWM控制脉冲宽度（占空比）是输出稳定性高低的关键，IGBT和高频整流快速恢复二极管是电源工作恢复高低的关键。 3．1 开关频率及占空比的计算 为了计算这两个参数，先设计高频变压器的匝比为10：1。因为电源输出电压U0为28V，所以高频变压器输入端的平均电压US’应为280V。由DC-DC变换原理可知：Us，/ Ud =D/T，而Ud=1.35UL，式中：UL---- 三相供电线有效值(380V),所以，D/T=280/513=0.545=0.55,由于是全桥式变换,所以每组开关的占空比Dp=D/2*T=0.2757T图4-a所示为一组开关的工 作波形示意图。 综合对电源可靠性要求高,对电源体积要求较高等因素,确定开关电源频率为20KHZ,容易算 出最小死区时间为760ns。 可见，有这样大的死区时间，可以保证在输入电压有较大波动情况下仍能使输出稳定不变。 3．2IGBT的选择 对IGBT的选择，主要考虑正常工作时流过IGBT的电流有效值、平均电流和反向电压Uces。因为象开关损耗发热、工作条件严酷等因素都不能忽略，所以选择时，其元件的参数应取2倍以上安全系数,。由于是全桥式电路，且高频变压器变比为10 : 1 ,次级输出电流为连续的100A电流，所以流过变压器初级电流平均值IL（av）应为10A，流过每个IGBT的稳定电 流波形如图4-b所示，其电流计算如下 因为 所以IGBT的稳态幅值电流为: IGBT电流的有效值为：
开关电源学习笔记
开关电源学习笔记 阅读书记名称《集成开关电源的设计调试与维修》 开关电源术语： 效率：电源的输出功率与输入功率的百分比。其测量条件是满负载，输入交流电压标准值。 ESR：等效串联电阻。它表示电解电容呈现的电阻值的总和。一般情况下，ESR值越低的电容，性能越好 输出电压保持时间：在开关电源输出电压撤消后，依然保持其额定输出电压的时间。 启动浪涌保护：它属于保护电路。它对电源启动时产生的尖蜂电流起限制作作用。为了防止不必要的功率损耗，在设计这一电路时候，一定要保证滤波电容充满电之前，就起到限流的作用。 隔离电压：电源电路中的任何一部分与电源基板之间的最大电压。或者能够加在开关电源的输入与输出端之间的最大直流电压。 线性调整率：输出电压随负载在指定范围内的变化百分率。条件是线电压和环境温度不变。 噪音和波纹：附加在直流信号上的交流电压的高频尖锋信号的峰值。通常是mV度量。 隔离式开关电源：一般指开关电源。它从输入的交流电源直接进行整流滤波，不使用低频隔离变压器。 输出瞬态响应时间：从输出负载电路产生变化开始，经过整个电路的调节作用，到输出电压恢复额定值所需要的时间。
过载过流保护：防止因负载过重，是电流超过原设计的额定值而造成电源的损坏的电。远程检测：电压检测的一种方法。为了补偿电源输出的电压降，直接从负载上检测输出电压的方法。 软启动：在系统启动时，一种延长开关波形的工作周期的方法。工作周期是从零到它的正常工作点所用的时间。 快速短路保护电路：一种用于电源输出端的保护电路。当出现过压现象时，保护电路启动，将电源输出端电压快速短路。 占空比：开关电源中，开关元件导通的时间和变换工作周期之比。 元件选择和电路设计： 一：输入整流器的一些参数 最大正向整流电流：这个参数主要根据开关电源输出功率决定，所选择的整流二极管的稳态电流容量至少应是计算值的2倍。 峰值反向截止电压（PIV）：由于整流器工作在高压的环境，所以它们必须有较高的PIV值。一般600V以上。 要有能承受高的浪涌电流的能力：浪涌电源是用开关管导通时的峰值电流产生。 二：输入滤波电容 输入滤波电容对开关电源的影响 电源输出端的低频交流纹波电压 输出电压的保持时间 滤波电容的计算公式： C=（I*t）/ΔV
开关电源设计
开关直流稳压电源设计 摘要 直流稳压电源应用广泛，几乎所有电器，电力或者电子设备都毫不例外的需要稳定的直流电压（电流）供电，它是电子电路工作的“能源”和“动力”。不同的电路对电源的要求是不同的。在很多电子设备和电路中需要一种当电网电压波动或负载发生变化时，输出电压仍能基本保持不点的电源。电子设备中的电源一般由交流电网提供，如何将交流电压（电流）变为直流电压（电流）供电？又如何使直流电压（电流）稳定？这是电子技术的一个基本问题。解决这个问题的方案很多，归纳起来大致可分为线性电子稳压电源和开关稳压电源两类，他们又各自可以用集成电路或分立元件构成。开关稳压电源具有效率高，输出功率大，输入电压变化范围宽，节约能耗等优点。 一、引言 1.1基本要求 稳压电源。 1.基本要求 ①输出电压UO可调范围：12V～15V； ②最大输出电流IOmax：2A； ③U2从15V变到21V时，电压调整率SU≤2%（IO=2A）； ④IO从0变到2A时，负载调整率SI≤5%（U2=18V）； ⑤输出噪声纹波电压峰-峰值UOPP≤1V（U2=18V,UO=36V,IO=2A）； ⑥DC-DC变换器的效率≥70%（U2=18V,UO=36V,IO=2A）； ⑦具有过流保护功能，动作电流IO（th）=2.5±0.2A； 1.2发挥部分 (1)排除短路故障后，自动恢复为正常状态； (2)过热保护； 二、方案设计与论证 开关式直流稳压电源的控制方式可分为调宽式和调频式两种。实际应用中，调宽式应用较多，在目前开发和使用的开关电源集成电路中，绝大多数为脉宽调制（PWM）型。开关电源的工作原理就是通过改变开关器件的开通时间和工作周期的比值，即占空比来改变输出电压，通常有三种方式：脉冲宽度调制（PWM）、脉冲频率调制（PFM）和混合调制。PWM调制是指开关周期恒定，通过改变脉冲宽度来改变占空比的方式。因为周期恒定，滤波电路的设计比较简单，因此本次设计采用PWM调制方式实现电路设计要求。主要框架如图1所示。由变压器降压得到交流电压，再经过整流滤波电路，将交流电变成直流电，然后再经过DC-DC变换，由PWM的驱动电路去控制开关管的导通和截止，从而产生一个稳定的电压源。
《开关电源》笔记 三种基础拓扑（buck boost buck-boost ）的电路基础： 1， 电感的电压公式dt dI L V =＝T I L ??，推出ΔI ＝V ×ΔT/L 2， sw 闭合时，电感通电电压V ON ，闭合时间t ON sw 关断时，电感电压V OFF ，关断时间 t OFF 3， 功率变换器稳定工作的条件：ΔI ON ＝ΔI OFF 即，电感在导通和关断时，其电流变化相等。 那么由1，2的公式可知，V ON ＝L ×ΔI ON /Δt ON ，V OFF ＝L ×ΔI OFF /Δt OFF ，则稳定条件为伏秒定律：V ON ×t ON ＝V OFF ×t OFF 4， 周期T ，频率f ，T ＝1/f ，占空比D ＝t ON /T ＝t ON /（t ON ＋t OFF ）→t ON ＝D/f ＝TD →t OFF ＝（1－D ）/f 电流纹波率r P51 52 r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 对应最大负载电流值和最恶劣输入电压值 ΔI ＝E t /L μH E t ＝V ×ΔT （时间为微秒）为伏微秒数，L μH 为微亨电感，单位便于计算 r ＝E t /（ I L ×L μH ）→I L ×L μH ＝E t /r →L μH ＝E t /（r* I L ）都是由电感的电压公式推导出来 r 选值一般0.4比较合适，具体见 P53 电流纹波率r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 在临界导通模式下，I AC ＝I DC ，此时r ＝2 见P51 r ＝ΔI/ I L ＝V ON ×D/Lf I L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/Lf I L →L ＝V ON ×D/rf I L 电感量公式：L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/rf I L ＝V ON ×D/rf I L 设置r 应注意几个方面： A,I PK ＝（1＋r/2）×I L ≤开关管的最小电流，此时r 的值小于0.4，造成电感体积很大。 B,保证负载电流下降时，工作在连续导通方式P24-26， 最大负载电流时r ’＝ΔI/ I LMAX ,当r ＝2时进入临界导通模式，此时r ＝ΔI/ I x ＝2→ 负载电流I x ＝（r ’ /2）I LMAX 时，进入临界导通模式,例如：最大负载电流3A ，r ’＝0.4，则负载电流为（0.4/2）×3＝0.6A 时，进入临界导通模式 避免进入临界导通模式的方法有1，减小负载电流2，减小电感（会减小ΔI ，则减小r ）3，增加输入电压 P63 电感的能量处理能力1/2×L ×I 2 电感的能量处理能力用峰值电流计算1/2×L ×I 2PK ，避免磁饱和。 确定几个值:r 要考虑最小负载时的r 值 负载电流I L I PK 输入电压范围V IN 输出电压V O 最终确认L 的值 基本磁学原理：P71――以后花时间慢慢看《电磁场与电磁波》用于EMC 和变压器 H 场：也称磁场强度，场强，磁化力，叠加场等。单位A/m B 场：磁通密度或磁感应。单位是特斯拉（T ）或韦伯每平方米Wb/m 2 恒定电流I 的导线，每一线元dl 在点p 所产生的磁通密度为dB ＝k ×I ×dl ×a R /R 2 dB 为磁通密度，dl 为电流方向的导线线元，a R 为由dl 指向点p 的单位矢量，距离矢量为R ，R 为从电流元dl 到点p 的距离，k 为比例常数。 在SI 单位制中k ＝μ0/4π，μ0=4π×10-7 H/m 为真空的磁导率。
& 课程设计任务书 学生姓名：专业班级： 指导教师：工作单位： 题目: 开关电源设计 初始条件： 输入交流电源：单相220V，频率50Hz。 要求完成的主要任务:（包括课程设计工作量及其技术要求，以及说明书撰写等具体要求）? 1、输出两路直流电压：12V，5V。 2、直流最大输出电流1A。 3、完成总电路设计和参数设计。 时间安排： 课程设计时间为两周，将其分为三个阶段。 第一阶段：复习有关知识，阅读课程设计指导书，搞懂原理，并准备收集设计资料，此阶段约占总时间的20%。 第二阶段：根据设计的技术指标要求选择方案，设计计算。 ） 第三阶段：完成设计和文档整理，约占总时间的40%。 指导教师签名：年月日 系主任（或责任教师）签名：年月日
目录 ） 引言 (1) 1设计意义及要求 (2) 设计意义 (2) 开关电源的组成部分 (2) 开关电源的工作过程 (2) 开关电源的工作方式 (3) 脉宽调制器的基本原理 (3) 2方案设计 (5) ） 设计要求 (5) 方案选择 (5) 整流滤波部分 (6) 降压斩波电路 (7) 脉宽调制电路 (8) MOSFET管的驱动电路 (9) 总电路图 (11) 3主电路参数设定 (12) { 变压器、二极管、MOSFET管选择 (12) 反馈回路的设计 (13) MOSFET的驱动设计 (14) 结束语 (15) 参考文献 (16)
附录一 (17) ]
引言 随着电力电子技术的高速发展，电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而电子设备都离不开可靠的电源，进入80年代计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代，进入90年代开关电源相继进入各种电子、电器设备领域，远程控制交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源，更促进了开关电源技术的迅速发展。 开关电源高频化是其发展的方向，高频化使开关电源小型化，并使开关电源进入更广泛的应用领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻便化。开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IGBT和MOSFET构成。随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术也在不断地创新。目前，开关电源以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用几乎所有的电子设备，是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源方式。 开关电源根据输入输出的性质不同可分为AC/DC和DC/DC两大类。AC/DC称为一次电源，也常称为开关整流器。值得指出的是，AC-DC变换不单是整流的意义，而是整流后又做DC-DC变换。所以说，DC-DC变换器是开关电源的核心。DC/DC称为二次电源，其设计技术及生产工艺在国内外均已成熟和标准化，所以学习设计开关电源有重要的意义。
详解自激开关电源电路图 该文章讲述了详解自激开关电源电路图. 自激开关电源电路 图,STR41090电源属于自激式并联型开关电源,适应电网电压能力为150-280V。 振荡过程 C808上约300V直流电压经R811加到N801的(2)脚内部开关管的B极,同时经T802的(1)、(3)绕组加到N801的(3)脚内部开关管的C极,开关管开始导通,电流流过T802的(1)、(3)绕组,在(1)、(3)绕组产生感应电压,极性为(3)正(1)负,经耦合,在(6)、(7)绕组也产生感应电压,极性为(7)正(6)负,此正反馈电压经C819、R817、R816送回到N801的(2)脚,使开关管电流进一步增大,雪崩的过程使开关管迅速饱和。开关管饱和期间,T802(1)、(3)绕组的电流线性增大,VD821、VD822截止,T802储存磁场能量。由于C819不断被充电,使N801的(2)脚电压不断下降,到某一时刻,N802(2)脚上的电压不能维持内部开关管的饱和,开关管退出饱和状态,C极电流减小,T802各绕组的感应电压极性全部翻转,反馈绕组(6)、(7)脚的电压极性为(6)正(7)负,经C819、R817、R816送到N801的(2)脚,使N801(2)脚电压进一步减小,又一雪崩过程使开关管迅速截止。开关管截止期间,VD821导通,在C822电容上形成112V电压;VD822也导通,在C824电容上形成18V电压,T802储存的磁场能量被释放。另一方面,C819上的电压经R817、R816、VD812、VD813放电,同时300V电压经R811给C819反向充电,这两个因素使C819左端的电压回升,即N801(2)脚的电压回升,当(2)脚电压上升0.6V以上
开关电源的制作流程 开关电源（Switch Mode Power Supply，SMPS）具有高效率、低功率、体积小、重量轻等显著优点，代表了稳压电源的发展方向，现已成为稳压电源的主流产品。开关电源的设计与制作要求设计者具有丰富的实践经验，既要完成设计制作，又要懂得调试、测试与分析等。本文章介绍开关电源组成及制作、调试所需的基本步骤和方法。 第一节开关电源的电路组成 开关电源一般是指输入与输出隔离的电源变换器，包括AC/DC电源变换器和DC/DC电源变换器，也称为AC/DC开关电源和DC/DC开关电源。非隔离式DC/DC变换器也属于开关电源，通常称之为开关稳压器。 1、AC/DC开关电源的组成 AC/DC开关电源的典型结构如图1-1-1所示。电源由输入电磁干扰（EMI）滤波器、输入整流/滤波电路、功率变换电路、PWM控制器电路、输出整流/滤波电路和输出电压反馈电路组成。 图1-1-1 AC/DC开关电源的典型结构 其中输入整流/滤波电路、功率变换电路、输出整流/滤波电路和PWM控制器电路是主要电路，其他为辅助电路。有些开关电源中还有防雷击电路、输入过压/欠压保护电路、输出过压保护电路、输出过流保护电路、输出短路保护电路等其他辅助电路。 2. DC/DC开关电源的组成 DC/DC开关电源的组成相对AC/DC开关电源要简单一点，其典型结构如图1-1-2所示。电源由输入滤波电路、功率变换电路、PWM控制器电路、输出整流/滤波电路和输出电压反馈电路组成。当然，有些DC/DC开关电源也会包含其他辅助电路。 图1-1-2 DC/DC开关电源的典型结构
第二节开关电源的制作流程 开关电源的设计与制作要从主电路开始，其中功率变换电路是开关电源的核心。功率变换电路的结构也称开关电源拓扑结构，该结构有多种类型。拓扑结构也决定了与之配套的PWM控制器和输出整流/滤波电路。下面介绍开关电源设计与制作一般流程。 1.解定电路结构(DC/DC变换器的结构) 无论是AC/DC开关电源还是DC/DC开关电源，其核心都是DC/DC变换器。因此，开关电源的电路结构就是指DC/DC变换器的结构。开关电源中常用的DC/DC变换器拓扑结构如下: (1)降压式变换器，亦称降压式稳压器。 (2)升压式变换器，亦称升压式稳压器。 (3)反激式变换器。 (4)正激式变换器。 (5)半桥式变换器。 (6)全桥式变换器。 (7)推挽式变换器。 降压式变换器和升压式变换器主要用于输入、输出不需要隔离的DC/DC变换器中；反激式变换器主要用于输入、输出需要隔离的小功率AC/DC或DC/DC变换器中；正激式变换器主要用于输入/输出需要隔离的较大功率AC/DC或DC/DC变换器中；半桥式变换器和全桥式变换器主要用于输入/输出需要隔离的大功率AC/DC或DC/DC变换器中，其中全桥式变换器能够提供比半桥式变换器更大的输出功率；推挽式变换器主要用于输入/输出需要隔离的较低输入电压的DC/DC或DC/AC变换器中。 顾名思义，降压式变换器的输出电压低于输入电压，升压式变换器的输出电压高于输入电压。在反激式、正激式、半桥式、全桥式和推挽式等具有隔离变压器的DC/DC变换器中，可以通过调节高频变压器的一、二次匝数比，很方便地实现电源的降压、升压和极性变换。此类变换器既可以是升压型，也可以是降压型号，还可以是极性变换型。在设计开关电源时，首先要根据输入电压、输出电压、输出功率的大小及是否需要电气隔离，选择合适的电路结构。 2.选择控制电路(PWM) 开关电源是通过控制功率晶体管或功率场效应管的导通与关断时间来实现电压变换的，其控制方式主要有脉冲宽度调制、脉冲频率调制和混合调制三种。脉冲宽度调制方式，简称脉宽度调制，缩写为PWM；脉冲频率调制方式，简称脉频调制，缩写PFM；混合调制方式，是指脉冲宽度与开关频率均不固定，彼此都能改变的方式。 PWM方式，具有固定的开关频率，通过改变脉冲宽度来调节占空比，因此开关周期也是固定的，这就为设计滤波电路提供了方便，所以应用最为普通。目前，集成开关电源大多采用此方式。为便于开关电源的设计，众多厂家将PWM控制器设计成集成电路，以便用户选择。开关电源中常用的PWM控制器电路如下: (1)自激振荡型PWM控制电路。 (2)TL494电压型PWM控制电路。 (3)SG3525电压型PWM控制电路。 (4)UC3842电流型PWM控制电路。 (5)TOPSwitch-II系列的PWM控制电路。 (6)TinySwitch系列的PWM控制电路。 3.确定辅助电路