四开关逆变器直流母线电容电压均衡控制

第４５卷第９期　２０１１年９月　电力电子技术　Ｐｏｗｅｒ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ　Ｖｏ１．４５，Ｎｏ．９　Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ　２０１　１　

四开关逆变器直流母线电容电压均衡控制　

王　瑞，赵金　（华中科技大学，控制科学与工程系，湖北武汉４３００７４）　

摘要：当传统三相两电平六开关逆变器的某个功率管发生开路或短路故障时，四开关逆变器作为一种容错拓　扑结构可以维持三相系统继续运行。然而，由于有一相负载电流从电容中点流入流出，势必导致母线中点上下　两个电容的电压波动。对需要经常改变运行工况的场合，两电容电压甚至会向相反方向漂移，严重影响系统的　可靠运行。首先通过电路分析给出电容电压波动公式，指出从正常运行切换到四开关拓扑结构瞬间，流入电容　中点电流的相位对两电容电压波动的影响。分析了电容电压产生漂移的原因并给出通过发送特定开关状态实　现两电容电压均衡的控制方法。实验结果验证了分析的正确性和电压均衡控制方法的有效性。　关键词：逆变器；电压波动；电压漂移；均衡控制　中图分类号：ＴＭ４６４　文献标识码：Ａ　文章编号：１０００－１００Ｘ（２０１１）０９－００１５－０３　

ＤＣ・Ｌｉｎｋ　Ｃａｐａｃｉｔｏｒ　Ｖｏｌｔａｇｅ　Ｂａｌａｎｃｉｎｇ　Ｃｏｎｔｒｏｌ　ｆｏｒ　Ｆｏｕｒ—ｓｗｉｔｃｈ　Ｉｎｖｅｒｔｅｒ　

ＷＡＮＧ　Ｒｕｉ．ＺＨＡ０　Ｊｉｎ　（Ｈｕａｚｈｏｎｇ　Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ　ｏｆ　Ｓｃｉｅｎｃｅ　ａｎｄ　Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，Ｗｕｈａｎ　４３００７４，Ｃｈｉｎａ）　Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｗｈｅｎ　ｏｐｅｎ　ｏｒ　ｓｈｏｒｔ　ｃｉｒｃｕｉｔ　ｆａｕｈ　ｏｃｃｕｒｓ　ｆｏｒ　ａ　ｐｏｗｅｒ　ｄｅｖｉｃｅ　ｉｎ　ｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌ　ｔｈｒｅｅ－ｐｈａｓｅ　ｔｗｏ—ｌｅｖｅｌ　ｓｉｘ－ｓｗｉｔｃｈ　ｉｎ－　ｖｅｒｔｅｒ，ｔｈｅ　ｆｏｕｒ—ｓｗｉｔｃｈ　ｉｎｖｅｒｔｅｒ　ａｓ　ａ　ｆａｕｌｔ－ｔｏｌｅｒａｎｔ　ｔｏｐｏｌｏｇｙ　ｃａｎ　ｍａｉｎｔａｉｎ　ｔｈｅ　ｏｐｅｒａｔｉｏｎ　ｏｆ　ｓｙｓｔｅｍ．Ｂｕｔ　ｔｈｅｒｅ　ｉｓ　ｏｎｅ　ｐｈａｓｅ　ｌｏａｄ　ｃｕｒｒｅｎｔ　ｆｌｏｗｉｎｇ　ｉｎ　ａｎｄ　ｏｕｔ　ｔｈｅ　ｍｉｄｐｏｉｎｔ　ｏｆ　ＤＣ—ｌｉｎｋ，ｗｈｉｃｈ　ｗｉｌｌ　ｉｎｅｖｉｔａｂｌｙ　ｃａｕｓｅ　ｔｈｅ　ｆｌｕｃｔｕａｔｉｏｎ　ｏｆ　ｔｗｏ　ｃａｐａｃｉｔｏｒｓ　ｕｐｐｅｒ　ａｎｄ　ｌｏｗｅｒ　ｔｈｅ　ｍｉｄｐｏｉｎｔ　ｏｆ　ＤＣ—ｌｉｎｋ．Ｆｏｒ　ｔｈｅ　ｏｃｃａｓｉｏｎ　ｗｈｅｒｅ　ｏｐｅｒａｔｉｏｎ　ｃｏｎｄｉｔｉｏｎｓ　ｃｈａｎｇｅ　ｆｒｅｑｕｅｎｔｌｙ，ｔｈｅ　ｔｗｏ　ｃａ－　ｐａｃｉｔｏｒ　ｖｏｌｔａｇｅｓ　ｗｉｌｌ　ｄｒｉｆｔ　ｉｎ　ｔｈｅ　ｏｐｐｏｓｉｔｅ　ｄｉｒｅｃｔｉｏｎ　ｅｖｅｎ　ｓｅｒｉｏｕｓｌｙ　ａｆｆｅｃｔ　ｔｈｅ　ｓｙｓｔｅｍ　ｒｅｌｉａｂｌｅ　ｏｐｅｒａｔｉｏｎ．Ｔｈｅ　ｆｌｕｃｔｕａｔｉｏｎ　ｆｏｒｍｕｌａ　ｏｆ　ｃａｐａｃｉｔｏｒ　ｖｏｌｔａｇｅ　ｉｓ　ｆｉｒｓｔｌｙ　ｄｅｒｉｖｅｄ　ｔｈｒｏｕｇｈ　ｔｈｅ　ｃｉｒｃｕｉｔ　ａｎａｌｙｓｉｓ．Ｓｕｂｓｅｑｕｅｎｔｌｙ，ｔｈｅ　ｒｅａｓｏｎ　ｏｆ　ｔｗｏ　ｃａｐａｃｉｔｏｒ　ｖｏｌｔａｇｅ　ｄｒｉｆｔｉｎｇ　ｉｓ　ａｎａｌｙｚｅｄ　ａｎｄ　ｃｏｒｒｅｓｐｏｎｄｉｎｇ　ｂａｌａｎｃｉｎｇ　ｃｏｎｔｒｏｌ　ｍｅｔｈｏｄ　ｉｓ　ｉｎｔｒｏｄｕｃｅｄ．Ｔｈｅ　ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ　ｒｅｓｕｌｔｓ　ｖｅｒｉｆｙ　ｔｈｅ　ｃｏｒｒｅｃｔｎｅｓｓ　ｏｆ　ｔｈｅ　ａｎａｌｙｓｉｓ　ａｎｄ　ｅｆｆｅｃｔｉｖｅｎｅｓｓ　ｏｆ　ｔｈｅ　ｂａｌａｎｃｉｎｇ　ｃｏｎｔｒｏｌ　ｍｅｔｈｏｄ．　Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ｉｎｖｅｒｔｅｒ；ｖｏｌｔａｇｅ　ｆｌｕｃｔｕａｔｉｏｎ；ｖｏｌｔａｇｅ　ｄｒｉｆｔｉｎｇ；ｂａｌａｎｃｉｎｇ　ｃｏｎｔｒｏｌ　Ｆｏｕｎｄａｔｉｏｎ　Ｐｒｏｊｅｃｔ：Ｓｕｐｐｏｓｅｄ　ｂｙ　Ｎａｔｉｏｎａｌ　Ｎａｔｕｒａｌ　Ｓｃｉｅｎｃｅ　Ｆｏｕｎｄａｔｉｏｎ　ｏｆ　Ｃｈｉｎａ（Ｎｏ．６０８７４０４７）　

１　引　言　

在三相变频驱动系统中。三相六开关逆变器　以其优良的控制性能被广泛应用于电力系统、交　通运输、航空航天等诸多领域，成为生产过程中的　

关键设备。然而，逆变器能量密度高，电力电子器　

件又相对“脆弱”，一旦逆变器出现故障。整个系统　便丧失了正常工作能力。随着系统规模的日益复　杂化，研究如何提高三相驱动系统的可靠性显得　

尤为重要。正是在这样的背景下，电力电子故障容　错控制技术的研究被推到了前沿位置［１】。　

为降低三相交流传动中逆变器开关数量，提　

出两种四开关拓扑结构［２－３１，其中一种称为Ｂ４逆　

基金项目：国家自然科学基金（６０８７４０４７）　定稿日期：２０１１－０２—２４　作者简介：王　瑞（１９８４一），男，甘肃成县人，博士研究生，　研究方向为电力电子与电气传动。　变器。这里针对Ｂ４结构逆变器，首先推出母线电　

容电压波动公式．紧接着分析了电容电压产生漂　移的原因并给出通过发送相同开关状态实现母线　

两电容电压均衡的控制方法．最后对上述分析和　所提控制方法进行了实验研究．结果证实了分析　

的正确性和控制方法的有效性。　

２　四开关逆变器空间电压矢量调制策略　

假设ａ相功率管发生故障．其对应的Ｂ４容错　拓扑结构如图１所示。　

ｆｒｌ　ｉｄｃｌ￣　ｉｃｉ　Ｉ　Ｉ　ｃｌ丰１４ＣＩ　ＶＴＩ　ＶＴ３　ｉ　，０　Ｉ　ｌ　ｌ—ｉｂ　ｂ　：；　Ｇｃ　Ｔｆ　七　、，　、，　，｛。＿－　＿１２＿＿＿－　’　：　

图１　Ｂ４逆变器结构示意图　

其中，稳定的母线电压　可由三相不控或可　控整流保证。同时，为便于分析主要问题，假设母　

１５　Ｊ蚤乖　期　２０１１年９月　电力电子技术　Ｐｏｗｅｒ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ　Ｖｏ１．４５，Ｎｏ．９　Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ　２０１　１　

线电容Ｃ。＝Ｃ２＝Ｃ，这种假设可在实际器件的选型　上得到保证，微小的偏差对后续分析的影响可忽　

略。为得到该拓扑结构下空间电压矢量调制策略．　必须先求出相应开关状态下基本电压矢量。　

假设负载三相对称，则电机三相电压为：　ｆｕ￣，＝２ｕＪ３－（ｕｂｏ＋ｕ　）／３，　＝２　√３一（ｚ‘　＋Ｍ　）／３　，，、　

【ｕ口．＝２　／３一（ｚ‘　＋ｚ‘ｂ口）／３　、　定义电压矢量：　

，＇　Ｕｓ＝鲁【　叭＋　）＋“　】　（２）　Ｊ　针对图１，令　，　分别表示功率管ＶＴ，，ＶＴ２　和ＶＴ３，ＶＴ４开关状态，“ｌ”表示上管开通，“０”表示　

下管开通，则逆变器输出三相电压为：　

ｚ正∞＝Ｏ，“ｂＤ＝ＳｂＵａ＋（Ｓｂ－１）Ｕｃ２，　∞＝．ｓ。　ｃ１＋（Ｌｓ。－１　ｕ　（３）　由式（１）～式（３）可得图１拓扑结构下的基本　电压矢量，如表１所示。　

表１　１１４逆变器基本电压矢量　

若电容足够大使ＵＣ１＝　晓＝　／２，则表１中四开　

关基本电压矢量在Ｏｌ，ＪＢ坐标系中如图２所示。　

卢　＿；｝　Ｉ， ，，　，　

●　，　，，　０　Ｊ　★　／　’　

・　：　、　、～、．　、　、　、　、　、　图２　四开关逆变器空间电压矢量　

与六开关逆变器不同．四开关逆变器基本电　压矢量只有４个，且无零矢量。为得到圆形磁链，　

定子合成Ｈ。必须位于图２所示圆内，由图可计算　出最大电压矢量　＝　／２、／了。根据矢量合成原　

理，ＩＩ。采用相邻的基本矢量合成，同时注意到矢量　对　和　，￡，。和　幅值相等，相位相反，则零矢　

量可通过上述任一矢量对中两矢量作用相同时间　

等效。对于ｂ相或ｃ相故障，可采用同样的分析思　路，这里不再赘述。　

３逆变器母线电压漂移及抑制策略　

上节推导了四开关逆变器空间电压矢量调制　

】６　原理，并给出当Ｕ￣ｌ＝　＝　／２时的空间电压矢量　

图。然而，实际中由于有一相负载电流从母线中点　流入或流出，势必造成两电容电压波动。根据图１　所示电流方向定义。得电容电流及电压关系：１‘，ｄｃ１．￣　

Ｃｄｕｃ１／ｄｔ，ｉ￣＝ＣｄｕＱ／ｄｔ，ｉｄｏｌ－　＝　。假设母线两电容　电压初值相等，稳态下ｉ￣＝ＩｍＣＯＳ（∞　＋　），则四开关　

逆变器母线两电容电压之差的关系为：　

ｃｌ（　）一　（￡）＝＝　ｎ［ｓｉｎ（＆，　＋　０）－ｓｉｍｐ０］／（ｔｏ．Ｃ）（４）　式中：　为相电流峰值；∞　为同步角频率。　由表１可见，“ａ和　＆的波动将导致基本电　

压矢量实时变化，从而使得逆变器输出性能下降，　电机转矩脉动增大。尽管在计算相应基本电压矢　

量作用时间时可通过实时采集两电容电压来补　偿，但电容电压的波动却在所难免．只能尽量缩小　

波动幅值及两电容电压均值之差。　注意到式（４）及相应结论都是在三相对称稳　

态条件下获得的。然而。一旦出现调速或加减载等　动态工况，三相电流幅值和频率将会实时变化，使　

流经两个电容的电流不对称。从而拉大两电容电　压均值之差。对于需要经常调速或加减载的伺服　

系统。两个电容电压将会向相反方向漂移，造成输　出性能下降甚至使系统无法工作。只有当两电容　

电压漂移得到控制时．上述容错方案才能真正稳　定可靠运行。注意到上述电容电压漂移是由于流　

经两电容的电流不对称导致的，因此，可以通过特　定开关状态来抵消因电流不对称所造成的影响。　对于（０　０）和（１　１）开关状态，其相应电路模型可　

简单等效为图３，其中Ｚ（ｉ＝ａ，ｂ，Ｃ）为负载等效阻　

抗。由于此状态下电路的有效闭合电路数未发生　变化，根据磁链守恒原理，定转子电流将不会突变问，　

而电容电压将会因放电而减小。故当五ａ＞　（－ａ，五　为　ａ，“Ｑ均值）时，通过发送（１　１）开关状态，增大　

Ｃ　放电时间；当五ａ＜　盘，通过发送（０　０）开关状态，　增大Ｇ２放电时间。　

拉备　．　．Ｅ　卫　萑二二［］＃———一　

【ａ）（Ｏ　ｕＪ　【ｂＪ（１　１）　图３不同开关状态下等效电路模型　

从开关状态对应的纹波电流入手，分析此方　

案的正确性，首先将式（３）代入式（１）得到由开关　状态表示的相电压：　

ｆ　＝【（２—５ｂ一．ｓ。ｕｃ２－（Ｓｂ＋．ｓ　ｕｃ１］／３　｛Ｍ　【（２｜ｓ　ｕａ＋（２Ｓｂ－Ｓ。－１）ｕ￣］／３　（５）　【ｕ￣＝［（２Ｓｃ－Ｓｂ）ｕａ＋（２．ｓｃ一．Ｓ　１）　ａ］／

３　四开关逆变器直流母线电容电压均衡控制　

考虑到开关频率较之于基波频率一般都较　

大．故在一个开关周期　内，假设基频相电压以　

及基频相电流都保持不变，在开关电压脉冲及内部　电动势的驱动下，相电流将围绕目标值线性地上下　

波动。高频下忽略负载损耗，电流纹波计算式为：　

（　）＝（“。　瓦　）ｔ／Ｌ，０≤　≤　（６）　式中：Ｈ　为开关电压脉冲；　为基频电压；　为谐波等效电感。　图４示出一个　内（０　０）和（１　１）状态下　与　

相应的ｉ　。由图可见，在状态（Ｏ　０）下，　＞０，　一直　处于放电状态．放电量如图４ａ中阴影所示。在状态　

（１　Ｉ）下，ｉ　＜０，ｕａ一直处于放电状态，放电量如　

图４ｂ中阴影所示。　

２．．Ｉ　：　ｆ　：　

．　［…曼………．．ｊ，一亏　、ｋ　１４ａｎ＂　３　卜＿＿——１■——叫　ｒ　：　（ａ）（Ｏ　０）　（ｂ）（１　１）　图４一个　内不同状态下ａ相电压脉冲与纹波电流　

上述分析是建立在ｌ　ｌ＞　ｌ前提下得出