一种新型固态大功率发射机的功放电路设计
摘要：介绍了一种基于电力电子功率器件的双H桥移相叠加合成梯形波的单相逆变电路的设计，这种设计特别适用于对信号输出的高次谐波有严格要求的大功率发射机的功放和单相逆变电源的电路中。
相对于其它形式开关式逆变电路而言，该电路的设计方法简便、实用。
通过理论计算和试验室模拟测试，验证了此设计的合理性，抑制了大功率固态发射机输出的高次谐波输出，提高了无线电通信领域
的兼容性和稳定性。
关键词：固态大功率发射机；高次谐波；移相叠加电路
0 引言
随着微电子技术和制造工艺以及加工水平的快速发展，大功率电力电子器件的开关速度、动静态损耗、门极驱动和单位体积的扩容等关键技术难题取得了重大突破，使得电力电子器件的应用更加广泛。
固态大功率发射机功放环节就是采用电力电子器件极其优越的开关放大性能，用很小功率的载信息的调制激励信号激励电力电子器件的门极（或栅极），实现小信号的功率驱动和放大。
采用这种功放模式的发射机从根本上解决了电子管发射机工程造价高、起动停机慢、
运行效率低和维护检修难等多方面的缺陷问题。
一般情况下，固态大功率发射机的功放环节是采用全桥式方波逆变拓扑，即用4只电力电子功率管构成一个H形逆变桥如图1所示。
通过变化驱动信号（门极激励信号）的脉宽来改变逆变桥输出电压和电流的脉宽，也即改变输出信号的频率，实现激励信号的开关放大，从而实现小信号功率放大。
图1 固态发射机功放电路简化图
通过理论计算和实际测试，这种形式的方波逆变器，输出电压含有较大的谐波（3，5，7，9次等）分量，其THD高达48％，即使是120°脉宽的矩形波，其THD仍有30％。
所以，要使固态大功率发射机输出的谐波指标要求符合国际无线电委会和国内各种常用标准的规定，就必须在发射机功放输出端加上体积庞大的滤波设备，然而，这一举措带来的弊端是增大了发射机的体积和规模，同时增加了
发射机系统的插入损耗，大大降低了系统效率。
为了解决上述矛盾，很多同行业的科研单位和专家在固态大功率发射机的设计研制时，提出了多重化逆变技术。
即应用矢量叠加原理，将多个H形逆变桥的输出通过变压器二次侧串联起来，形成梯形波叠加组合。
本文从工程应用的角度出发，设计一种带30°死区的双桥路移相叠加阶梯波合成电路，并从理论和实践两个方面验证本电路的可行性。
1 多重化阶梯波合成原理
移相叠加N阶梯波合成逆变电路结构原理如图2所示。
激励信号经过倍频、移相和分路处理，形成N组相位各异的激励信号，经驱动后分别供给N个H桥逆变模块。
单个模块输出对称方波电压，
两个模块之间输出方波电压依次存在角度为（π/N）的相移。
所有模块的输出变压器变比相同。
全部模块的输出变压器次级依次串联，最终加在负载（R）上，这样在负载上的电压波形就构成了阶梯波。
在此，举例说明等脉宽、等幅值的6阶梯波的叠加合成原理，
如图3所示。
每一个模块的驱动信号是根据激励信号30倍频移相处理后产生6路一次相移为12°的准方波系列。
图3中，V1～V6分别是6个模块单独输出的电压波形，V o是V1～V6矢量相加合成的阶梯波。
通过正弦波形进行拟合，六阶梯波的曲线与正弦曲线非常近似。
由此断定6阶梯波叠加电路构成的固态大功率发射机能够大大降低输出
的谐波含量。
图2 移相叠加阶梯波合成原理图图3 六阶梯波合成原理
理论计算得出N阶梯波与其构成电路输出的谐波含量和激励
信号触发时钟的倍频数列表见表1所示。
表1 阶梯波与谐波含量和倍频数关系表
阶梯数[]谐波THD[]时钟倍频数
1阶梯[]48％[]1
2阶梯[]28％[]6
3阶梯[]14％[]12
4阶梯[]5.1％[]18
5阶梯[]4.6％[]24
6阶梯[]4.2％[]30
7阶梯[]4.0％[]36
从表1看出，阶梯数越高，谐波THD值越小，同时对激励信号的倍频数越高。
实际上，在固态大功率发射机的工程应用过程中，采用多阶梯叠加电路实现起来相当复杂。
需要由多个H逆变桥模块进行串联组合，而每一个模块至少需要4个独立的隔离驱动电路；激励信号必须进行很高的倍频才能产生合理的移相触发脉冲。
在工程应用中复杂电路的可靠性就受很大限制，所以，在可靠性要求比较高的情况下，很少采用多阶梯叠加电路。
2 双H桥移相叠加逆变电路
2.1 理论波形图和谐波分析
根据多重化叠加理论，构建一种新的逆变电路，需要在负载上电压的波形如图4所示。
半个周期内形成3个台阶（包括0电位一个
台阶），并且台阶的宽度不同。
图4 构想的波形图图5 双H桥移相叠加合成波形图
根据上图，列出函数式如下：
[JZ(]f(wt)=[JB({][HL(2]0[](0＜wt≤π/12)
1[](π/12＜wt≤3π/12)
2[](3π/12＜wt≤9π/12)
1[](9π/12＜wt≤11π/12)
0[](11π/12＜wt≤π)[HL)][JB)][JZ)]（1）
对公式1进行傅立叶分析，得出高次谐波（列出17次以下）含量相对值，如表2所示。
表2 图4波形的谐波含量理论计算表
阶次[]5[]7[]11[]13[]17
基波比[]-0.054[]0.038[]-0.091[]-0.077[]0.016
dB值[]-25.4[]-28.3[]-20.8[]-22.3[]-36.0
从图4，我们不难反演出两个H桥叠加合成波形。
如图5所示，桥1和桥2等脉宽等幅值输出，每一个H桥的导通角为120°，桥2的输出移相30°，两个进行叠加就可以合成图4所示的梯形波。
2.2 电路结构
根据叠加电路的原理和上面的理论分析，设计采用两个H桥逆变电路移相叠加。
电路拓扑见图6。
两个变比相同的输出变压器的
二次侧串联连接，总的输出接至负载RL。
两个H桥的直流侧电压取自同一直流电压，保证输出功率的平衡，也可以防止能量从后一级反向倒灌到直流侧。
每一只开关管必须反并一只功率快恢复二极管，运行时，起到续流或形成变压器初级短路环的作用。
2.3 激励时序和功率器件的工作过程
为了设计统一的驱动电路，所有的功率器件的导通角都为150°。
实际脉冲宽度由输入的原始激励信号的频率决定，可以用锁相环设计倍频电路，实现8路驱动信号的同步移相。
功率管V1~V8的门极驱动信号波形如图7所示。
图6 工程应用简化的电路图图7 V1~V8门极驱动信号波形图
以第一个开关管的激励为基准，激励信号的相序移相角度见表3。
表3 驱动信号移相表
移相（度）[]V1[]V2[]V3[]V4[]V5[]V6[]V7[]V80
30[]180[]210[]30[]60[]210[]240
由图7和表3可知，移相的最小角度是30°，并且其它脉冲的相移角度为30°的倍数，所以只需要对初始输入的激励信号6倍
频，就能够产生符合要求的激励脉冲。
同一个H桥中对角的两个功率器件的驱动信号之间也有一个30°的移相，目的是形成第二个台阶（总输出电压值为1时）。
基本原理是：当一个H桥不输出电压而另一个H桥输出电压的时刻，利用不输出功率时的H桥输出变压器初级短路，来实现次级电压降为零（理想状态为零，漏感的存在还是有一很小的压降），从而达到总的输出电压为一个H桥的输出。
参照图6和图7，当激励信号1、2和5为高电平时，上H桥输出功率，下H桥的V5开通，与二极管D8构成短路环的状态，T2次级的电压为零，负载上的输出电压即为上桥路的输出电压，形式第二个台阶，当V6开通时，两个桥均输出功率，负载山输出的电压为第一个台阶的2倍，形成了第三个台阶。
当V1关断后，V2继续导通，且与二极管D3构成短路环的状态，T1次级的电压为零，负载上的输出电压即下桥路的输出电压。
当V5关断后，V6滞后30°关断，与二极管D7一起续流，两个H桥路输出电压均为零，总输出为零。
当电路输出反向电压（即产生下半波的波形）时，驱动信号的时序与上述情况基本相似，由V3、V4、V7、V8依次开通和关断。
3 试验测试波形及结论
在实验室，采用英飞凌公司600A/1200V的高速IGBT模块作为电路的主功率开关管，搭建了双H桥移相叠加逆变电路。
试验过程中，将激励信号频率设置为16.667kHz，经过锁相环电路进行6倍频后，移相分路后，产生了8路与图7完全一致的激励信号。
经过隔离驱动后，分别加在8个IGBT的门极。
用纯电阻作为试验电路的负载。
试验测试时，用多通道的示波器分别记录电阻负载上的电压和电流波形，如图8所示。
从波形图中可以看出输出电压和电流的相位基本一致，并且电压和电流上半波或下半波分别构成3个台阶。
图8 输出电压和电流波形图9 输出电流波形的FFT
电流波形的FFT分析结果如图9所示。
双H桥移相叠加逆变电路输出电流的波形，经FFT分析的结果可以看出，3次谐波基上为零，5、7、11和13次谐波相对来说比较高，与理论计算的值相吻合。
实际测量的11次谐波最大，但也仅仅只有-27.26dB。
测量值比计算值更小，原因是负载线路的分布参数
起到了一定的滤波作用。
在同一个桥臂上的两个功率开关管（例如V1和V3）之间的死区时间为30°，当工作频率相对比较低（50kHz以下）时，很好
的防止了H桥直通现象发生，也更有利于功率器件的选取。
通过在试验室进行双H桥移相叠加逆变电路的模拟测试，证实了这种电路的可行性。
相对于多阶梯叠加电路的优势是激励信号的倍频处理简单，模块的数量少，大大减少了复杂的隔离驱动电路。
相
对于单H桥来说，本电路很好地抑制了输出电流高次谐波。
4 结束语
本文独创性地提出了双H桥移相叠加逆变电路设计思想，通过理论分析和试验验证，证实了这种电路在工程应用上的可行性，特别适用于低频固态大功率发射机和对输出谐波要求严格的大功率变
换器的功放电路的应用。
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