单相电压型PWM整流器波形分析
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单相电压型ＰＷＭ整流器波形分析
对于单相VSR而言，其交流侧基波电压控制有两种PWM的调制方
式，即双极性调制和单极性调制。以下将根据双极性ＰＷＭ的调制方
式，分析单相电压型PWM整流器（如图1所示）。
图1 单相电压型PWM整流器
基于matlab的波形分析及仿真结果
将图1的单相电压型PWM整流器在matlab中建立仿真模型如下图所示： 图2 单相电压型PWM整流电路仿真模型
系统仿真参数如下:交流侧电网电压220V,工频直流侧电
阻R
L=10Ω。主电路储能元件参数为L=3 Mh,C=143μF。PI参数
Ki=2.3,τi=128。
图3 控制信号的时序分布
（1） 交流侧电压v(t)
若单相VSR直流侧电容足够大，则在PWM过程中可近似认为其直
流侧电压为一定值，即v
dc(t)＝V
dc。这样当采用双极性调制时，单相
VSR交流侧电压v(t)波形为幅值在V
dc、-V
dc间切换的PWM波形。第k周
期中v(t)波形如图4所示。图4 交流测电压波形
（2） 电感端电压v
L(t)
单相vsr网侧电感端电压v
L(t)等于电网电动势e(t)与其交流侧电压v(t)之
差，即
v
L(t)＝e(t)－v(t)。若令e(t)＝E
msinω
t，且当开关频率远高于电网基波频
率时，第k个开关周期中e(t)可近似为一常值，即
e(t) ≈ e(kT
s)=E
msinω
kTs。其中，kT
s ≤ t ≤ (k+1)T
s。如图5所示。
图5 电感电压波形
（3） 网侧电流i(t)
若忽略单相VSR网侧电阻，则网侧电流i(t)为：i(t)=1/L∫v
L(t)d
t=1/L∫[e(t)
－v(t)]d
t
得第ｋ个开关周期网侧电流表达式为：i(t′)=1/L(E
msinω
kTs-V
dc)t′+i(t′=0)
(0≤t′ on)； i(t″)=1L(E msinω kTs+V dc)t″+i(t″=0) (0≤t″ s - t on)；当开关频率足够高，且 在稳态条件下，各区间电流初始条件满足：i(t′=0)＝i(t″＝t s-t on)；i(t ′=t on)=i(t′=0)；因此，求得第ｋ个开关周期中，VSR网侧电流脉动峰峰值 为： Δi km＝i(t′=0) - i(t′＝t on) = V dc - E msinω kTs Lt on (V dc>E m) 由于采用双极性PWM控制，第k个开关周期中的PWM占空比D k＝(2t on- T s )/ T s；得： Δi km=[T s (V dc-E msinω kTs) (1+D k)] / 2L 网侧电流i(t)波形如图6所示。 图6 网侧电流波形 （4） 直流侧电流i dc(t) 对单相VSR主电路拓扑结构，当采用双极性PWM控制时，其VSR 直流侧电流i dc(t)与网侧电流i(t)间的关系为i dc(t)=i(t)ｐ；式中ｐ———双 极性二值逻辑开关函数。显然，VSR直流侧电流i dc(t)是对VSR网侧电流 i(t)调制的结果。当开关频率与网侧电感取值足够大时，可忽略VSR网侧 谐波电流。若单相VSR运行于单位功率因数整流状态时，其网侧电流可 近似描述为i(t)≈ I msinω t式中I m———网侧电流基波峰值。i dc(t)波形如图 7所示。 图7 直流侧电流波形 （5） 直流侧电压v dc(t) 实际上，由于直流侧电流i dc(t)波形为PWM波形，因此当直流侧电 容量有限时，v dc(t)一定是脉动的。而直流侧电容一方面旁路了i dc(t)的谐 波分量，另一方面抑制了直流电压的波动。单相VSR直流回路方程为： i dc(t)- Cdv dc(t)/ d t = v dc(t)/RL； 式中C———直流侧电容；RL———直流负载电阻。求得第k个开关周 期中直流侧电压脉动峰峰值Δv dckm为： Δv dckm ≈ [T s(1-D2k)I msinω kTs] / 2C； 图8给出了稳态条件下，一个正弦周期中单相VSR双极性调制时的直流 侧电压波形，为清晰起见，图中PWM载波比N＝F S/F 1＝18（f s———载波频率；f 1———调制波频率）。 图8 直流侧电压波形
