采用数字控制的400Hz大功率逆变电源_李子欣
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第29卷第6期中国电机工程学报V ol.29 No.6 Feb.25, 200936 2009年2月25日 Proceedings of the CSEE ©2009 Chin.Soc.for Elec.Eng. 文章编号：0258-8013 (2009) 06-0036-07 中图分类号：TM 46 文献标志码：A 学科分类号：470⋅40采用数字控制的400Hz大功率逆变电源李子欣，王平，李耀华，朱海滨，胜晓松，高范强(中国科学院电工研究所，北京市海淀区 100190)400Hz High-power Voltage-source Inverter With Digital Control LI Zi-xin, WANG Ping, LI Yao-hua, ZHU Hai-bin, SHENG Xiao-song, GAO Fan-qiang(Institute of Electrical Engineering, Chinese Academy of Sciences, Haidian District, Beijing 100190, China)ABSTRACT: The influences of digital control on 400Hz high power voltage-source inverters were analyzed. Analyses show that computation delay in digital control leads to a narrow bandwidth of the inductor current loop or capacitor current loop. So the low order harmonics introduced by some nonlinear factors, such as the dead time, the nonlinear loads, can not be suppressed by the inverter and the performance of the source is worsen. The paper analyzes the reason why the outer amplitude loop must be adopted in other double-loop based control methods and points out the drawbacks of this type of approach.A new resonant controller based single-loop method suitable for digital control was proposed. Test results of a fixed-point 16-bit DSP controlled three-phase 90kV A 400Hz inverter with linear or nonlinear loads show the performance of the new scheme is satisfactory.KEY WORDS: digital control; 400Hz power source; high-power; voltage-source inverter; resonant controller摘要：详细分析数字控制对400Hz大功率逆变电源特性尤其是计算延时对电感电流反馈环或电容电流反馈环带宽的影响。
分析表明数字控制使得电流反馈环带宽大大减小，逆变电源无法抑制由于死区时间以及非线性负载等非线性因素产生的低次谐波，降低了电源的性能。
分析其它采用电压、电流双闭环数字控制的400Hz逆变电源必须采用幅值环作为外环控制的原因，并指出其存在的缺点。
为了获得高性能的控制效果，提出一种基于谐振控制器的新型的单电压环控制策略，并分析现有文献中谐振控制器的不同离散化方法之间的关系，进而提出谐振控制器数字化实现的一种更为直接的方法。
所提出的数字化控制方法简单易行，可以实现特定谐波的完全消除，即便在定点数字信号处理器(digital signal processor，DSP)上也能很好地实现。
在16位定点DSP控制的三相90kV A组合式400Hz逆变电源上的线性负载以及非线性负载实验表明，该方法正确可行，性能优良。
关键词：数字控制；400Hz电源；大功率；逆变电源；谐振控制器0 引言工频50Hz或60Hz逆变电源的控制方法有很多，例如基于电感电流或电容电流的双闭环控制、无差拍控制、重复控制等等，然而由于基波频率很高以及现有的开关器件开关频率的限制，这些方法一般不能直接应用于400Hz逆变电源的控制当中。
文献[1-3]采用幅值环与基于电容电流反馈的双闭环控制相结合的模拟控制方法来控制400Hz电源，由于采用了模拟控制，其缺点显而易见。
文献[4-6]采用了类似的方法，并实现了数字化控制，然而，其控制器的设计的仍旧采用的是模拟设计的思想，并未考虑数字控制带来的差异；此外，为了消除稳态误差，采用幅值环作为外环，由于幅值环不能迅速响应输出电压的变化，因此限制了电源的动态响应速度。
文献[7-8]考虑了数字控制带来的影响，但文献[7]中需要对离散化过程中的诸多干扰项进行补偿，而文献[8]则采用龙贝格状态观测器来预测电容电流值，以消除计算延时造成的影响。
显然，这些方法对系统参数的变化是敏感的。
此外，文献[7-8]中的谐振控制器的离散化采用了文献[9]中的方法以便易于在定点DSP上实现，但是，这一方法实际上与一般的零阶保持器不变法有着直接的关系，可以进行简化，本文对此进行了证明。
其它的数字控制方法多采用了重复控制或者重复控制与其它控制方法相结合的方式[10-13]，其控制较为复杂。
由于需要存储很多拍的数据，计算量和数据存储量都较大，且重复控制器动态性能较差。
文献[14-15]提出一种基于空载极点对消的单电压环控制方法，以便消除逆变器在空载时靠近z平面上单位圆的极点，但当负载发生变化时，此方法中的控制器并不能对消系统极点；同时，这一方法不能适应非线性负载，DOI:10.13334/j.0258-8013.pcsee.2009.06.006第6期 李子欣等： 采用数字控制的400 Hz 大功率逆变电源 37也不适用于单相逆变器的控制。
1 逆变电源及其离散时间模型图1 单相逆变器 Fig. 1 Single-phase inverter逆变器是构成逆变电源的核心部分。
单相逆变器的一般结构如图1所示，图中L 为滤波电感，C 为滤波电容，r 为考虑死区时间、电感电阻等因素时的等效电阻，i o 为负载电流，本文将其视为系统扰动。
400 Hz 逆变电源的拓扑结构还有三桥臂[6,12]，四桥臂[16-17]以及由单相逆变器构成的组合式三相逆变器[14-15]等。
这些结构的逆变电源经过坐标变换，在两相静止坐标下的模型均可用单相逆变器来表示，因此本文以单相逆变器为例进行分析，其结论同样适用于三相的情况。
忽略逆变器开关的高频分量，以电感电流和电容电压作为状态变量，则其连续时间状态方程为i u i t u i u t o o o d 110d 11d 00d L i L r L L LCC ⎡⎤⎡⎤⎡⎤−−⎢⎥⎢⎥⎢⎥⎡⎤⎡⎤⎢⎥⎢⎥⎢⎥⎢⎥⎢⎥=+⎢⎥⎢⎥⎢⎥⎢⎥⎢⎥⎢⎥⎢⎥⎢⎥⎣⎦⎣⎦−⎢⎥⎢⎥⎢⎥⎣⎦⎣⎦⎣⎦ (1) 相应的连续时间模型可以由图2表示。
图2 单相逆变器连续时间模型Fig. 2 Continuous time model of single-phase inverter对此模型可以采用零阶保持器不变法进行离散化。
需要注意的是，在数字控制中，由于采样及程序执行需要一定时间，PWM 波形的更新往往需要滞后一拍采样时间，本文称之为计算延时。
此计算延时在50 Hz 或60 Hz 的情况下大多可以忽略，但对400 Hz 逆变电源却有着至关重要的影响，不可忽略，因此，逆变器的离散化模型可以由图3表示，其中T 为采样周期；零阶保持器(zero-order hold ，ZOH)用ZOH 表示。
图3 单相逆变器离散时间模型Fig. 3 Discrete time model of single-phase inverter2 数字控制对电流反馈环的影响在50 Hz 或60 Hz 逆变电源的电压闭环控制中，根据串级控制的思想，很多情况下都加入了电感电流或电容电流内环，以期达到增加系统快速性、降低参数敏感性等目的，但是，在400 Hz 逆变电源中，数字控制造成的计算延时对电流内环产生了恶劣的影响。
单相逆变器的控制需要输出跟踪正弦信号，因此控制器一般只用比例控制而不采用积分控制，以防产生相位误差[1-5]。
对于连续时间模型，基于电感电流反馈的电流内环可以由图4来表示。
图中K p 为电流环比例增益。
由图4可知，输出电压对于电感电流来说是一种扰动，分析电流环的带宽和稳定性时可以将其忽略，因此离散时间的电感电流内环可以进一步简化成图5。
图4 基于电感电流反馈的电流内环 Fig. 4 Inner inductor current loop图5 简化的电感电流内环Fig. 5 Simplified inner inductor current loop图5中滤波电感与等效电阻通过零阶保持器不变法离散化后为//(1)1(1e )()(1)(e )Tr L r Tr L z z L z z r z z −−−−=−=−−⋅⋅ //1(1e )(e )Tr L Tr L r z −−−⋅− (2) 对于400 Hz 逆变电源来说，LC 滤波器的谐振频率一般选择在1 600 Hz 即4次谐波左右[14]，为了抑制电感上的纹波电流，一般L 至少为几十µH ；而为了控制400 Hz 的基波，采样频率一般至少为10 kHz ，否则每个基波周期采样点太少，不能达到很好的控制效果，同时，等效电阻一般也很小。
这样，就有/1Tr L ，因此式(2)可以近似表示为 //1(1e )1/1()(1)(1)(e )Tr L r Tr L Tr L T L z r r z L z z −−−=⋅≈⋅=⋅−−− (3) 于是，电感电流内环离散传递函数可以表示为pL *p L()(1)/L i T K C z L z z K T L i ==⋅−+ (4) 为了保证闭环稳定性，离散闭环传递函数的所38 中 国 电 机 工 程 学 报 第29卷有极点必须位于z 平面的单位圆内，故由式(4)可得电流环比例增益的范围为p /K L T < (5)方便起见，下文将结合本文实验所用参数，即取L =150 µH ，C =48 µF ，r =0.2 Ω，采样频率f s =1/T = 12 kHz 。
