最明了的RCC电源变压器设计方法

RCC（自反馈式反激）电源设计步骤及要点
引言：RCC电源结构简单，元器件数量少，但对大多数元器件质量要求很高，所以在设计电源时请结合自身的条件选择拓补。

但不代表某些人所说的“RCC电源容易坏”这个观点，因此结合实际来设计电源是最合适的。

设计步骤
1，计算输入功率P=Po/(0.7~0.89)
2，按照P大小决定使用开关管BJT/MOS，当P大于18W时，推荐使用MOS
3，设计驱动部分
3.1．驱动BJT，电流型驱动，计算驱动电流Ins=2*P/Vmin*β，驱动电压（即反馈绕组电压）推荐6~9V
3.2．驱动MOS，电压驱动，计算驱动电压Vns=Ns（反馈绕组）*Vmin*Dmax/Np大于10V
4，计算主电流回路及元件参数
4.1．计算连续时峰值电流Ip=2*P/Vmin*Dmax
4.2．计算限流保护电阻R≈0.75/Ip*Ip
4.3．开关管选用Io>2Ip，耐压选450~600V
5，设计变压器，在这里要说明一下，变压器的设计最好在满足1.5倍功率下进行设计
5.1．按上面步骤设计变压器，几个关键参数临界电流Iob选（0.5~0.8）*Io
5.2．变压器的漏感尽量做小以减下振铃对开关管的影响，从而也减小了吸收的损耗
5.3．变压器的原边电感在保证磁芯不饱和的情况下做到最大，可以帮助调试空载跳频
5.4．变压器结构说明，反馈绕组最好在第一层疏绕，初级-次级，当然有条件的可以选择三明治绕法6，输出整流滤波/反馈环路与普通反激设计相同，在此就不列举了。

手把手教你RCC电源变压器设计方法
RCC电路对于电源设计来说非常常见，也极其重要。

说到RCC电路，
可以根据功率管的不同分为两种：一是用三极管制作；另一种是用MOS 管。

两者的差别在于电路会稍有不同，但原理相同。

三极管是一个电流控制的电流源，如果基极电流为Ib，则其极电即为此IB 值乘以一个放大倍数；而MOS 属电压控制型电流源，也就是允许流过的最大集电极电流是由GS 极的电压值决定的，相应的，三极管做成的RCC电路是通过控制其基极电流来控制最大集电极电流(原边峰值电流)来调节输出能量大小(调节输出电压)，而MOS管是通过调节GS 极之间的电压来控制其原边峰值电流。

 请看上图，是一个典型的用MOS管做的RCC电路。

下面根据自己的理解来分析一下此电路的工作过程：
 1、启动：当开启电源后，高压通过RST，经过MOS的GS极，再经过RS，注入基极电流，因为MOS的GS 极之间有结电容，因此GS极电压升高，GS导通，RS 的上侧会对地产生一个电压，此电压通过RF，给Q1基极注入电流。

因MOS正在导通中，所以NS2的同名端感兴出一个正电压来，这个电压通过RL2，D2，RZCD，CZCD，再到Q1极电极，因RS给Q1已
经注入基极电流，Q1导通。

 2、将VG电压拉下，MOS 关闭。

MOS关闭电压反激，NS2同名端电压被拉到0，即为地电压，因RCD上端为地电压，所以此时Q1的极电极电压为负，便快速的给MOS的GS极的结电容放电。

加速了MOS的关闭。

同时反激能量通过NS1传给负载，于是次级建立起输出电压，次级控制电路亦开始起作用。

当变压器储存能量放完后，NS2 两端电压消失，CO2 已经储能，。

RCC变换器中变压器设计及漏感优化研究摘要：本文首先介绍了RCC变换器的工作原理，分析了自激变压器的设计方法，按照设计方法设计了一台变压器，对变压器绕发进行了研究，通过结合“三明治”绕法、紧密布线绕法、专用工装保证等措施，大大降低了变压器漏感，最后通过实验验证，电路表现出良好的电气特性，验证了设计改进有效性。

关键词：RCC变换器；漏感；三明治绕法；1概述自激振荡反激式变换器，即通常说的RCC，是一种高可靠的电路小功率隔离变换电路，被广泛使用在开关电源中。

由于变换器控制电路可以使用简单的几个分立器件搭建而成，同时也不会影响电源的性能，这种电路的总体成本低于常见的采用IC 的反激电源。

市场上受到很大欢迎。

2电路工作原理自激振荡反激式变换器采用峰值电流控制工作在临界导通模式，电路工作在变频状态，控制部分采用分立器件实现。

图 1 是一个隔离的自激振荡反激式电源的电路图，变换器带有输出电压控制。

变压器T1 有2 个副边绕组——输出电压绕组Ns1 和正反馈绕组Ns2。

主路输出Vo1 是隔离输出，辅助输出Vo2 是非隔离输出的。

主输出电压Vo1 由分压电阻Rd1和Rd2 检测，与TL431 内部的参考电压在跨导放大器TL431 的输出端进行比较，检测电压和参考电压的差被TL431 放大，通过光耦的Ie 反馈到原边，用于稳定电压控制环。

并且在Rs 和RF 上(电压相加)形成误差电压Ve，Ve 由一个和Is1 成正比的电压以及反馈电流Ie 在RF 上形成的电压组成，在PWM 调节器(由一个双极性三极管组成，零电流检测器件Czcd 和Rzcd，与绕组Ns2 配合，通过一个延迟时间，实现变压器T1 的临界导电模式动作工作模式分析：在 t=t0 之前，iQce 和Vczcd 为正，由于S1 的Ciss 上的电荷被Q1 抽取掉，S1 关断。

于是，Vds 增加到Vin+N*Vo，N 是原副边绕组的匝比。

在 t=to 时，Vds 达到Vin+N*Vo，整流二极管D1,D2 开始导通，如图2(a)所示，由于假设了漏感Llkg为0，励磁电流Im 瞬间从S1 换流到输出整流二极管D1 和D2。

1、确定电源规格输入电压V in输入电压变动范围80265输入频率输出电压V O(V)12输出电流I O(A)2 2、确定D和f0占空比D0.5最低振荡频率f min(KH Z)25 3、输入直流电压输入直流电压范围V1(V)94.88374.71 4、I1p、N12和L1的计算输出电流保护点 2.6输出整流二极体正向压降V f(V)0.9输出滤波电感正向压降V L(V)0.35变压器二次侧电压V2(V)13.25变压器二次侧输出功率P2(W)34.45变压器效率0.9流经一次线圈的最大电流I1p(A) 1.613734308周期T(mS)0.04截止时间T OFF(mS)0.02一二次线圈匝数比N120.139650084导通时间T ON(mS)0.02一次侧线圈电感量L1(mH) 1.17590609 5、磁芯的确定磁芯的有效截面积S m(mm2)81最大磁通密度B max(Gauss)3000 6、N1和N2的计算二次线圈的圈数N211.844677一次线圈的圈数N178.57142857 7、变压器的计算开关管所以推动最低电压V G(V) 5.5推动（回授）线圈圈数N3 4.579468803流经一次线圈电流的有效值I1rms(A)0.658667064流经二次线圈的最大电流I2p(A)8流经二次线圈电流的有效值I2rms(A) 3.265306122开关管控制级最大电流I3p(A)0.11开关管控制级电流的有效值I3rms(A)0.077793494电流密度I d(A/mm2)线圈有效截面积S(mm2)S=I rms/I d 8、变压器的验证二次线圈的圈数N211一次线圈的圈数N180一二次线圈匝数比N120.1375流经一次线圈的最大电流I1p(A) 1.601311598导通时间T ON(mS)0.021501591最低振荡频率f min(KH Z)23.43449429占空比D0.503878917最大磁通密度B max(GS)3148.257679 9、输入高压时确认流经一次线圈的最大电流I1p(A)0.998750589导通时间T ON(mS)0.003395715最低振荡频率f min(KH Z)60.24114076占空比D0.204561727最大磁通密度B max(GS)1963.59298 10、开关管选择所需承受电压V CEmax(V)749.42所需承受电流I Cmax(A) 1.601311598 11、输出整流二极体选择所需承受反向电压V Fmax(V)104.9188所需承受正向电流I Fmax(A)8一般为(1.2~1.4)I O0.141.27411795自然冷却时取1.5-4A/mm2风扇冷却时取3-6A/mm2。

RCC，12V，1.1A反激式变压器设计INPUT：90-270V AC；F：65KHZOUTPUT:DC12V, 1.1AVfPUT:12V,0.1A效率η=0.8D：0.5EECKP40磁芯参数:初始磁导率：ui=2300饱和磁通密度：Bs=510mt/390（25/100℃）剩余磁通密度：Br=95/55mt(25/100℃) 居里温度：≥215℃电阻率：6.5Ω密度：4.8*10^3kg/m^3一，求Core AP以确定用多大磁芯尺寸计算Ap=Aw*Ae=(Pt*10^4)/2△B*F*J*Ku=（Po/η+Po）/2*60%(Bs-Br)*F*J*Ku=[(14.4w/0.8)+14.4]*10^4/2*0.6*0.335*65000*400*0.3=324000/3135600=0.1033295mm^4=0.10mm^4式中：Pt=Po/η+Po Pt-传输功率J：电流密度取400A/cm^3Ku:绕组系数取0.3EE22磁芯参数：有效此路长度：Le=42.4mmAw=(E-D)*F=(15.8-5.75)*5.6=56.28mm^2有效截面积：Ae=35.6mm^2有效体积：Ve=1506mm^3磁芯Ap=Aw*Ae=56.28*35.6=0.20mm^4AP计算值小于EE磁芯值，满足要求二,求匝数比N=（VINmin-20）/(V o+Vf)*Dmax/(1-Dmax)=(90*1.414-20)/(12+0.6)*0.5/(1-0.5)=107.26/12.6=8.51取9匝Check DmaxDmax=N(Vo+Vf)/(VINmin-20)+N(V o+Vf)=9*12.6/(107+9*12.6)=113.4/220.66=0.51三，估算临界电流IoB为使电路工作与临界模式，设计时按80%*IoB来算IoB=0.8*1.1A=0.88A四：求临界模式下次级线圈临界电流IsB△IsB=2*IoB/(1-Dmax)=2*0.88/(1-0.51)=1.76/0.493.592A五，计算次级电感LS及原边电感LPLS=[（Vo+Vf）*(1-Dmax)*（Ts周期）]/△IsB=[12.6*0.49*（1/65000）]/3.592=25.9uHLP=N^2*LS=9^2*25.9=2097.9 uH=2.10mH六，求CCM时副边峰值电流△ISP△ISP=△ISB+△IS=Iomax/(1-Dmax)+ △ISB/2=1.1/(1-0.51)+3.592/2=2.245+1.796=4.041A七，求VCCM时原边峰值电流△IPP △IPP=△ISP/N=4.041/9=0.449A八，确定NP, NS, NVCCNP=(LP*△IPP)/(△B*Ae)=(2097uH*0.449A)/(0.201T*35.6mm^2=942.9/7.1556=131.8TS取NP=130TSNS=NP/N=130/9=14.4TS取NS=14TSNVCC(反馈绕组)先求每匝数Va=(Vo+VF)/NS=(12+0.6)/14=0.9V/TSNVf=(VCC+VF)/Va=(16+0.6)/0.9=18.4TS取NVf=18TS九，计算AIR GAP(气隙)Lg=(NP^2*uo*Ae)/Lp=(130^2*4π*10^-7*35.6)/2.10mH=0.36mmuo=4π*10^-7（真空磁导率）十，计算线径dwIprms(原边有效电流)=(Po/η)/VImin=(12*1.1/0.8)/107=0.154Adwp（初级线径）=1.13[(Iprms/J)]^1/2=0.22mm这里J取4A/mm^2dws（次级线径）=1.13[(Io/J)]^1/2=0.59mm^2计算集肤深度温度100℃，频率65KHZdwh=76.5/(F^1/2)*2=0.6mm由于dws线径基本等于集肤深度，所以这里考虑采用两根3mm并饶十一，估算同窗占有率磁芯可用面积=40%*Aw=0.4*56.28=22.512mm^2漆包线占面积=Np*rp*π(dwp/2)^2+ Ns*rs*π(dwp/2)^2+ Nf*rf*π(dwp/2)^2=4.94+1.98+0.68=7.61mm^2磁芯可用面积＞漆包线面积，可用以上，rp,rs,rf为各组绕线时的根数。

目录摘要ABSTRACT绪论第一章．RCC电路基础简介1.1RCC电路工作原理1.2RCC电路的稳压问题1.3RCC电路占空比的计算1.4RCC电路振荡频率的计算1.5RCC电路变压器的设计第二章．简易RCC基极驱动的缺点及改进设计2.1 简易RCC电路的缺点2.2 开关晶体管恒流驱动的设计第三章．RCC电路的建模及仿真3.1 RCC电路的建模及参数设计3.1.1 主要技术指标3.1.2 变压器的设计3.1.3 电压控制电路的设计3.1.4 驱动电路的设计3.1.5 副边电容、二极管参数的设计3.1.6 其他辅助电路的设计3.2 RCC电路的仿真3.2.1 RCC电路带额定负载时的仿真及设计标准的验证3.2.2 RCC电路带轻载时的仿真3.3 RCC电路的改进及改进后的仿真3.3.1 RCC电路的恒流设计3.3.2带有恒流源的RCC电路的仿真第四章RCC电路间歇振荡的应用实例4.1 三星S10型放像机中的RCC型开关电源RCC电路间歇振荡现象的研究摘要：RCC变换器通常是指自振式反激变换器。

它是由较少的几个器件就可以组成的高效电路，已经广泛用于小功率电路离线工作状态。

由于控制电路能够与少量分立元件一起工作而不会出现差错，所以电路的总的花费要比普通的PWM反激逆变器低。

一方面，当其控制电流过高时就会出现一种间歇振荡现象，从而使得电路的振荡周期在很大范围内变化，类如例如从数百赫兹到数千赫兹之间变化，因而在较大功率输出时将引起变压器等产生异常的噪音，所以需要抑制这种现象的产生。

另一方面，当电路的输出功率输出较小时，却可以利用这种间歇振荡，使开关电路处于低能耗状态。

当需要电路工作时，只需给电路一个信号脉冲即可。

电路本文主要通过实验仿真的方法在RCC电路中加入某些特定的电路从而达到抑制消除这种间歇振荡，同时还简要阐述一些利用间歇振荡的例子。

Abstract：The self-oscillating flyback converter, often referred to as the ringing choke converter (RCC), is a robust, low component-count circuit that has been widely used in low power off-line applications. Since the control of the circuit can be implemented with very few discrete components without loss of performance, the overall cost of the circuit is generally lower than the conventional PWM flyback converter that employs a commercially available integrated control .引言目前采用的大多数开关电源，无论是自激式还是它激式，其电路均为由PWM系统控的稳压电路。

一、RCC 变换器的电路结构RCC 变换器材是Ringing Choke Converter 的简称，广泛应用50W 以下的开关电源中。

它不需要自励式振荡器，结构简单，由输入电压与输出电流改变频率。

RCC 的基本电路如图6—13所示，电压和电流波形如图6—14所示。

在1VT 导通ON t 期间变压器1T 从输入侧蓄积能量，在下一次截止期间OFF t 变压器1T 蓄积的能量释放供给输出负载。

OFF t 结束时，变压器电压1T U 波形自由振荡返回到0V ，见图6—14（c ）。

这电压通过基绕组加到开关晶体管1VT 的基极，因此，晶体管1VT 触发导通，1VT 一导通就进入开始下一个工作周期。

输入电压in U 是输入交流电压经整流的直流电压。

6—13 RCC 基本电路图6—14 电压和电流波形ON t 时的等效电路如图6—15（a ）所示。

晶体管1VT 导通，因此变压器1T 的初级线圈两端加上电压in U 。

图6—15 RCC 的等效电路（a ：ON t 时；b ：OFF t 时）另一方面，在变压器次侧2C 放电，供给输出电流O I 。

这期间，输出二极管1VD 中无电流，因此，变压器初次级侧不产生相互作用。

1L 中蓄积的能力为2211I L ⨯。

OFF t 时等效电路如图6—15（b ）所示，因初级侧无电流，所以，图中未画出。

ON t 时1L 中蓄积的能力通过变压器1T 的次级侧线圈2L 释放给次级侧。

从ON t 转换到OFF t 瞬间，初次级侧线圈的安匝相等原理仍成立，因此，若变压器初级侧能力全部传递给次级侧，则P P I N I N 2211⨯=⨯ （6—32）匝比n 为12N N n = （6—33） 电感与之比是与绕组匝数平方成正比例，即 122122L L N N n =⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛= （6—34） 传递给次级侧能量就变为输出功率。

图6—16示出次级侧电压与电流之间关系。

设变压器输出功率为2P ，则f I L I U P P O o ⨯⨯⨯⨯=⨯=η222221 （6—35） L F o U U U U ⨯⨯=2 （6—36）图6—16 次级侧电压与电流之间的关系式中，η为变压器的效率。