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开关电源控制模式分析摘要:开关电源高频化、模块化、数字化的实现,标志着开关电源控制技术的成熟,本文分析了开关电源控制模式,在总结了开关电源发展历程的基础上分析了数字化控制及电流型控制模式的优点。
关键词:开关电源控制模式数字化控制模块化开关电源作为一种能够稳定持续输出电压的电源,其主要是由控制开关晶体管控制开通和关断时间的,因此,在开关电源中最重要、最核心的部分就是控制电路,本文进行了开关电源控制模式分析。
1 开关电源概述开关电源是伴随着电力电子技术的进步而发展起来的,由于具有高效节能、轻巧便捷等特点,开关电源得到了越来越广泛的应用。
开关电源的效率可达到85%以上,与普通的线性电源相比其效率提高了近一倍,且其可靠性也较高,采用了体积较小的散热器和滤波元件,具有良好的发展前途。
可将开关电源分为AC/AC和DC/DC电源等类型,其中DC/DC电源变换器已实现了模块化的设计和发展,得到了广大用户的普遍认可。
2 开关电源发展历程开关电源的发展已经经历了40多年,早期开发的开关频率非常低,且价格较高,只能应用于卫星等少数要求电源质量较高的领域。
但自20世纪60年代晶闸管相位控制模式出现后开关电源经历了较快的发展,70年代时制约开关电源发展的瓶颈主要是效率问题,同时由于调试工作困难而难以大规模的推广应用。
70年代后期,随着大规模集成电路技术的出现,各种专用的开关电源芯片进入市场,将控制电路、驱动电路、保护电路和检测电路封装在一起的模式非常有利于开关电源的发展,由于焊点减小提高了开关电源的可靠性,同时也由于集成化的发展是开关电源的体积减小,为应用带来了极大的便利。
如今,集成化的电源已被广泛应用于计算机、航天、彩色电视等各个领域,且随着微电子技术、半导体技术的进一步发展,功能更强大,集成度更高的超大规模集成电路的出现,电子设备的体积和重量仍在不断减小,但与之相匹配的电源体积却大的多,在现代化的电子产品中,电源的体积要比微处理器大10倍以上,因此,如何缩小电源的体积就是一项非常具有意义的研究课题。
高频开关电流模式PWM控制技术的优点
①采用逐个脉冲控制，动态响应快，调节性能好。
当输人线电压或输出负载变化时，马上引起电感中电流的变化，检测信号也随之变化，脉冲宽度立即被调整，而在电压模式控制技术中，检测电路对输人电压的变化没有直接的反应，需要输出电压发生了一定的变化之后才能对脉冲宽度进行调节，通常需要5～10 个工频周期之后才能响应输入电压的变化。
因此，在采用电压模式PWM 控制技术的开关电源中，开关管经常会因为输人电压浪涌造成的电压尖峰信号而损坏。
电流模式PWM 控制技术则能够很好地避免类似的故障发生。
②一阶系统稳定性好，负载响应速度快。
③具有自动限流作用，限流保护和过流保护容易实现。
④采用逐个电流脉冲峰值检测，可以有效抑制变压器偏磁引起的饱和问题。
在全桥转换器或推挽转换器中，无须增加去磁耦合电容。
而电压模式PWM 控制技术很难实现这一点。
⑤输人线电压的交流纹波可以比较大，减小了输人滤波电容，可靠性也得到了提高。
⑥并联运行时，均流效果好。
⑦功率因数高。
（2）电流模式PWM 控制技术的缺点：
①电感峰值电流与输出平均电流之间存在误差，控制精度不高。
②对高频噪声衰减的速度较慢，抗高频干扰能力差。
③不适用于半桥转换器。
由于电流模式PWM 控制技术与电压模式PWM 控制技术相比，具有不可比拟的优势，因此电流模式PWM 控制器成为PWM 控制器的主流，全球各。
电流控制模式原理
电流控制模式(CurrentModeControl)又称电流型控制，是一种常用的电源开关控制方式，主要用于开关电源中的稳压控制和输出电流限制。
与传统的电压控制模式( Voltage Mode Control )不同，电流控制模式的控制对象是电感或电容的电流，而不是输出电压。
其原理是通过对电感或电容的电流进行快速反馈调整，从而控制开关管的导通和断开，实现对输出电流的精准控制。
电流控制模式有多种实现方式，其中比较常见的是平均电流控制( Average Current Control )和峰值电流控制( Peak Current Control )。
平均电流控制是通过对电感或电容的平均电流进行反馈控制，实现对输出电流的控制；峰值电流控制则是通过对电感或电容的峰值电流进行反馈控制，实现对输出电流的控制。
两种方式各有优缺点，需要根据具体情况进行选择。
电流控制模式的优点是响应速度快，稳定性好，输出电流波形平稳，对于负载变化响应迅速，可以有效提高系统的动态响应能力。
同时，电流控制模式能够实现电感或电容的电流保护，避免输出电流过载或瞬间过大对系统带来的损害。
因此，在高精度稳压和大功率开关电源中，电流控制模式被广泛应用。
总之，电流控制模式是一种高效、稳定、可靠的开关电源控制方式，具有广泛的应用前景。
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TI slua079 Average current mode control of switching power suppliesby Lloyd Dixon版本日期译者Email 备注1.0 2014/07/12 Eric Wen 文天祥eric.wen.tx@ 初始版本开关电源中的平均电流模式控制关键词：电流模式控制, 平均电流模式控制, 峰值电流模式控制摘要:在开关电源中,电流模式控制(CMC)是通过检测及控制电感电流峰值来实现.但是这样会导致一些严重的问题,如容易受噪声干扰,需要斜坡补偿,并且峰值-平均电流之间的误差不能修正(因为其固有的低电流带宽增益).平均电流模式控制则可以消除以上问题,它通过控制电流(而非电感上的电流)来实现,这样的话极大拓宽了其应用范围.绪论如图1所示,(峰值)电流模式控制是一个双环控制系统.电源的电感是被’隐藏’在电流内环之中.这样可以简化了电压外环的设计并同时带来了一些性能的提高.如:良好的动态响应等.电流内环的主要是目标是控制电感的状态空间平均电流,但是在实际中,却是控制电感的瞬时峰值电流.(在开关管通时,开关电流等于电感电流).如果电感电流纹波较小,此时峰值电流模式控制与平均电感电流控制模式等效.图1 峰值电流模式控制电路及其波形在传统的开关电源中,如果是采用BUCK及其衍生拓扑的话,电感位于输出侧.电流模式控制实际即为输出电流控制.这样就带了一些性能上的好处.同时另一方面,在用于PFC的预调节的BOOST电路中,电感位于输入端,电流模式控制即控制输入电流,这样可以方便地实现输入电流正弦波控制(即PFC功能).峰值电流模式控制产生的问题对噪声敏感.此方法是通过电压外环设定的基准电流值,.当电感电流瞬间值达到预设值时,关断开关管.与预定的电流水平相比,电流斜坡是相对来说很小的.特别是当输入电压Vin是低压的时候.这样的结果是:这种控制方法极易受噪声影响.而在开关管每个导通期间都会产生一个噪声尖峰.部分噪声电压耦合进入控制回路并立即关掉开关管,这样就会导致出现次谐振工作模式(纹波很大).所以对于此种控制方法,PCB Layout及旁边设计至关重要.需要斜坡补偿.当占空比大于0.5时,峰值电流模式天然存在不稳定性,这样会导致次谐波振荡.需要在比较器输入端加入一斜坡补偿(此斜坡/率等于电感电流下降斜率)来消除此种不稳定性.对于BUCK而言,电流下降的斜率为V o/L(V o为常数),所以斜坡补偿度是固定的而且可以计算出来,只是增加了设计的复杂度而已.但是对于高功率因数的BOOST电路,电感下降斜率为(Vin-V o)/L 因此需要补偿的量是随着输入电压变化的,并且变量化是相对比较大的(因为输入电压跟随整流正弦电压).如果采用一个固定的斜率补偿(这个补偿足够多),很多情况下有可能导致过补偿,带来的后果就是性能降低并增加(电流)畸变.峰值与平均电流之间的误差.在传统的BUCK变换器中,这个误差一般不会导致什么十分严重的问题.这是因为电感电流纹波相对于满载时电感平均电流而言比较小,同时电压外环控制也可以消除这种误差.在高功率功率BOOST电路中,这个误差则是十分可怕的.因为它对导致输入电流的畸变.当峰值电流跟随理想的正弦电流时,平均电流则不同.峰值-平均的误差在低电流时更糟糕,特别是在每个输入电流过零时(此时电流变成不连续状态).为了实现较低的电流畸变,峰值-平均之间的电流误差必须越小越好,这样需要一个很大的电感来平滑电流.这个大电感又会让电感电流斜率变得缓慢进一步恶化原来脆弱的抗噪声干扰能力.拓扑问题.传统的峰值电流模式控制实际上是控制电感电流,当它用于类BUCK拓扑时(输出电流即为电感电流)最为有效.对于反激或是BOOST拓扑而言,电感并不是位于输出端而位于输入端,如果采用峰值电流模式控制,实际是一个”错误的”电流控制,这样峰值电流模式控制的优势就消失殆尽.同样的,BOOST电路由于电感位于输入端,这样就可以用来控制输入电流以实现高功率因数.但是BUCK/反激则不能够这样控制,因为电感不在输入侧(这样也会导致’错误的’电流控制).平均电流模式控制峰值电流模式控制是直接比较实际电感电流与设计的电流值(通过电压外环设定),由于这个电流内环增益很低所以并不会十分准确.参考图2,平均电流模式控制可以克服这些缺点,它是通过在电流环里引入一个高增益的集成电流运放来实现.采样电阻Rs上的电压反映出真实的电感电流, 这个差异(或是说电流误差) 通过放大并与一个幅值很大的锯齿波相比较.电流环的增益宽带可以通过优化电流误差放大器周边的补偿网络来实现最佳性能.与峰值电流模式相比,电流环的增益穿越频率fc可以近似相同,但是在低频下平均模式的增益远远大于峰值电流模式.结果是:1.平均电流是与设定电流精确跟随.这对于功率因数校正电流特别重要, 可以使用一个相对小的电感并可以减少3%的谐波失真.实际上, 当变换器进入断续工作模式(此时电流/功率小),此时平均电流模式仍然工作良好.外环电压控制回路是对这种模式的改变是不知道的.2.不再需要斜率补偿,但是由于需要保证稳定性,在开关频率处限制了环路增益.3.抗噪声能力强.当时钟信号开通开关管时,振荡器斜率马上降低到最小值,电压总是远离PWM输入的电流误差值(二个电压值不在同一水平位置).4.平均电流模式控制能够用来感应并控制任何地方的电流.所以它能广泛用于buck/boost/flyback拓扑.图2 平均电流模式控制及波形最优环路设计开关频率处的增益限制:如果PWM输入端二个信号斜率不是关联得当的话,所有开关电源都会呈现出次谐波振荡.峰值电流模式控制下,斜坡补偿可以预防这种不稳定性.平均电流模式控制有类似的问题,但是有更好的解决方案.振荡器斜坡能够有效地产生大量斜坡补偿.对于单极点系统其一个补偿判据是:放大后的电感电流下降斜率不能超过振荡器斜率(这二个信号在PWM的输入端).这个判定标准给开关频率处的电流放大器增益设定了一个上限值,也间接地设定了在交越频率fc处的最大电流环路增益.这是在平均电流模式控制环优化设计中必须首先要考虑的问题.在接下来的例子中,我们假设功率电路级设计完成了,只留下电流误差补偿需要设计.例1: BUCK电路输出电流图2中的简单的BUCK电路的参数如下:CFP暂时忽略掉,零点RFCFZ是远低于开关频率.在接近开关频率时,运放的增益曲线是平坦的.整个电流环只有一个有效极点(来自于电感).电感电流通过Rs采样得到(后面会讲到如何来实现这采样).电感电流波形(包括锯齿波纹波分量)经过运放放大并反向加在比较器输入端.电流电流下降斜率(当开关管关断时)变成了上升斜率,如图2所示.为了避免次谐波振荡,开关管关掉时间内:运放输出斜率必须不能超过振荡器的爬升斜率.如图2所示,运放CA的输出斜率是远小于振荡器的上升斜率,这即表明运放补偿设计离最优化设计还差一点点.斜率计算：Vs是振荡器电压峰峰值,Ts与fs是周期及开关频率.电感电流下降率是通过采样电阻Rs转换成电压并通过运放放大Gca倍.这个值等于等于振荡器的斜率,并决定了误差放大器在开关频率处的增益.设Vs: 5Vp-p,在开关频率处的最大增益为25(或是28db).可以通过设定Rf/RI=25来实现电流误差放大器在fs处的增益设定.小信号下控制到输出的增益选择由下式决定(对于BUCK而言):系统总的电流环开环增益通过1/2式决定,让其值为1(这也即为交越频率处的开环增益):通过1式设定运放的增益，可以保证交越频率永远不会低于系统开关频率的1/6.(这个结果与Middle-brook提出的带斜坡补偿峰值电流模式控制一致).在本例中,交越频率fc=20K(当输入电压Vin=15V,占空比D=0.8时), fc=40K(当输入电压Vin=30V,占空比D=0.4时).如果误差放大器的增益曲线是比较平坦,这时相位裕量在交越频率处将是90度---这远远超出实际需要的裕量,并且增益在低频时并不会比峰值电流模式控制好很多.但是零点RfCfz位于10KHZ,小于最小交越频率,相位裕量减少到63度,同时显著地拓宽了低频增益.(此时积分增益为250K/f).正是由于这个特性,电流环能够快速准确地跟踪平均电流.甚至当比较器实际关掉开关管时,如果达到了电感峰值电流时,这个峰值电流仍可以通过电流放大器可以保证平均电流准确.图3显示了在输入电压30V时满载情况下PWM输入引脚电压以及电感电流启动波形.注意到因为运放增益是按方程1做了最优化设计,所以电感电流下降斜率与振荡器上升斜率相一致.同时,如果运放增益进一步增加的话,不仅仅关断时间斜率会超过振荡器的上升斜率,而且正向偏移也会达到运放的限值,这会对波形进行钳位或是截断.图3 buck变换器波形,最优化增益设计极点RfCfpCfz/(Cfp+Cfz)设定在开关频率处(100KHz).这极点其中的一个作用是用来消除叠加在电流波形上的尖峰噪声,而这些尖峰恰好是峰值电流模式控制的天故.同时锯齿波运放的输出波形同样降低了,特别是高次谐波,同时发生了相移,如图4所示.这零极点对(100KHZ的极点及10KHZ的零点)减少在交越频率处的相位裕量,使其达到45度(这是一个可以接受的相位裕量),如图5所示.图4 BUCK变换器(开关频率处的额外极点)图5 BUCK 变换器波特图由100KHZ 极点导致的运放波形幅值及斜率降低---意味着运放增益可能会超过方程1的最大值.但是注意方程1仅在单极点响应(开关频率fs 处)系统中有效,由于Cfp 的存在导致系统中存在二个有效极点.实验证明,增加运放的增益可能会产生次谐波振荡.断续操作模式. 当负载电流Io 变得很小的时候,电感电流会变成不连续.电流在连续与断续的边界值为：最差工况发生在最大输入电压情况下,此时纹波电流是最大.在本例中,边界值为Io=IL=0.2A,此时输入电压Vin=15V ,Io=0.6A 时输入电压为Vin=30V.在断续工作模式下,如果低于临界模式时,改变输出电流需要较大的占空比变化.换句话说,功率级增益会突然变得很低.同时,连续模式下单极点的90度相位延时特性消失了,所以电路增益曲线是平坦地并且与频率无关.电流环变得更为稳定,但是响应较为缓慢了.在峰值电流模式控制下，如果工作于断续工作模式下，峰值与平均电流之间的误差变得巨大不可以接受.但是平均电流模式控制下,电流误差放大器的高增益特性可以容易地提供大范围的占空比变化来适配负载电流,因此可以维护良好的平均电流调节.参考图2,当电流环为闭环时,在频率低于开关频率fs 时,采样电阻Rs 上的电压Vrs 与设定参考电流值Vcp(来于电压误差放器).电流内环闭环跨导是电压外环的一部分：闭环跨导在开环交越频率fc处(原文上写的是fs,似乎应该为fc)下降并呈现出单极点特性.实例2 Boost调节器输入电流图6所示为1KW离线式BOOST预调节器工作参数如下:在最小输入电压Vin最大输入电流时对应的功率为1080W.输入工频线电流最大值(17A)必须通过设计与电流参考信号限值一致.100KHZ时通过开关管及整流管的最大峰值电流为17A并加上电感电流纹波的一半:图6 Boost预调节器电路当开关管关断时电感电流下降:电感电流下降斜率(V o-Vin)/L最差工况发生在: Vin=Vmin (原文貌似没写清楚)振荡器上升斜率: Vs/Ts=Vs*fs以下求出最大增益:注意式6是与BUCK变换器式1是完全一致的.代入本例得到最大增益Gca=6.58,实际电路中通过Rf/Ri=6.58来设定此增益大小.电流环功率级的小信号增益:控制到输入的增益是(从运放的输出端Vca到采样电阻电压Vrs):同时注意到7式与1式的buck变换器基本上相一致,除了增益是与输出电压V o有关外(V o是常数),1式中是与Vin相关.电流环总的环路增益可以通过6/7式建立,并将其设定为1用来求解交越频率fc:从6式可以得到运放增益的最大值,电流环的交越频率即设定为开关频率的1/6处(16.7KHZ).如前所述,如果一个误差放器的增益是比较平坦的,那么在交越频率处的相位裕度为90度, 这是远远大于实际需要的.所以零点RfCfz设定在最小交越频率的1/2处.即8.33KHZ.这样可以提供一个积分增益为55K/f低频升压变换器(有点不对?).极点RfCfpCfz/(Cfp+Cfz)设定在6倍零点频率(50KHZ)处以消除尖峰噪声.这样,8.33KHZ的零点加上50KHZ的频率一起得到一个40度的相位裕量(在交越频率fc处).启动波形如图7所示,波特图如图8.图7 Boost调节器波形图8 Boost调节器波特图返回看图6,当电流环闭合时,采样电阻电压等于参考电阻上的电压Vrcp.本例中,参考电流源为Icp,电流闭环的电流增益为:闭环电流增益在开环交越频率fc处(原文上写的是fs,似乎应该为fc)下降并呈现出单极点特性.在高功率等级的应用中,电流是跟随着整流母线电压.由于整流后的电压及电流在过零点时会达到尖峰值,此时电感电流变得不连续.即断续工作模式会出现在一个工频周期的一小部分时间.特别是在输入电压高/输入电流最小时或是轻载时.如果是峰值电流模式控制,断续的电感电流会导致比较大的峰值电流-平均电流误差,这样就需要一个较大的电感量来平滑电感电流纹波并且让模式转换处于轻载场合.然而,采用平均电流模式控制可以有效地消除峰值与平均值之间的误差.可以采用小的电感,这样可以实现低成本,小体积,重量轻并同时提高了电流环的带宽.。
开关电源电流控制模式工作原理1. 电流控制模式简介开关电源的电流控制模式是一种常见的控制方法，主要用于稳定和调节电源的输出电流。
通过检测电源的输出电流并对其进行相应的调节，可以确保输出电流保持在一个预设的范围内。
这种控制模式在各种电子设备和系统中得到了广泛应用，如计算机、通信设备、医疗设备等。
2. 反馈环路组成电流控制模式的开关电源通常包含一个反馈环路，用于将输出电流与预设值进行比较，并根据比较结果进行调节。
反馈环路主要由电流检测器、误差放大器、调节器、PWM比较器和开关管等元件组成。
3. 误差放大器误差放大器是反馈环路中的一个关键元件，用于放大输出电流与预设值之间的误差。
误差放大器的输出与输入成比例关系，当输出电流偏离预设值时，误差放大器的输出会相应地增加或减小，以驱动调节器进行相应的调节。
4. 调节器调节器是反馈环路中的另一个重要元件，它通常采用PID（比例-积分-微分）控制器或类似的控制器。
调节器接收误差放大器的输出信号，并根据预设的控制参数（如比例系数、积分系数和微分系数）计算出一个控制信号。
该控制信号用于调节PWM比较器的输出，从而控制开关管的通断时间。
5. PWM比较器PWM比较器是开关电源中的另一个关键元件，它根据调节器输出的控制信号和振荡器输出的三角波信号进行比较，产生一个脉宽调制信号。
该信号的脉冲宽度与控制信号的大小成比例关系，从而控制开关管的通断时间，进而调节输出电流的大小。
6. 开关管控制开关管是开关电源中的主要执行元件，用于控制电源的通断。
在电流控制模式下，开关管的通断时间由PWM比较器输出的脉宽调制信号控制。
当脉宽调制信号为高电平时，开关管导通，电能输出到负载；当脉宽调制信号为低电平时，开关管关断，停止电能输出。
通过调节脉宽调制信号的占空比（即高电平时间占一个周期的比例），可以调节输出电流的大小。
7. 输出电压调整在某些情况下，开关电源需要具备输出电压调整功能。
通过在反馈环路中引入输出电压检测和相应的调节机制，可以实现对输出电压的稳定和调节。
一、引言PWM开关稳压或稳流电源基本工作原理就是在输入电压变化、内部参数变化、外接负载变化的情况下，控制电路通过被控制信号与基准信号的差值进行闭环反馈，调节主电路开关器件的导通脉冲宽度，使得开关电源的输出电压或电流等被控制信号稳定。
PWM的开关频率一般为恒定，控制取样信号有：输出电压、输入电压、输出电流、输出电感电压、开关器件峰值电流。
由这些信号可以构成单环、双环或多环反馈系统，实现稳压、稳流及恒定功率的目的，同时可以实现一些附带的过流保护、抗偏磁、均流等功能。
对于定频调宽的PWM闭环反馈控制系统，主要有五种PWM反馈控制模式。
下面以VDMOS开关器件构成的稳压正激型降压斩波器为例说明五种PWM反馈控制模式的发展过程、基本工作原理、详细电路原理示意图、波形、特点及应用要点，以利于选择应用及仿真建模研究。
二、开关电源PWM的五种反馈控制模式1. 电压模式控制PWM (VOLTAGE-MODE CONTROL PWM)：如图1所示为BUCK降压斩波器的电压模式控制PWM反馈系统原理图。
电压模式控制PWM是六十年代后期开关稳压电源刚刚开始发展起就采用的第一种控制方法。
该方法与一些必要的过电流保护电路相结合，至今仍然在工业界很好地被广泛应用。
电压模式控制只有一个电压反馈闭环，采用脉冲宽度调制法，即将电压误差放大器采样放大的慢变化的直流信号与恒定频率的三角波上斜波相比较，通过脉冲宽度调制原理，得到当时的脉冲宽度，见图1A中波形所示。
逐个脉冲的限流保护电路必须另外附加。
主要缺点是暂态响应慢。
当输入电压突然变小或负载阻抗突然变小时，因为有较大的输出电容C及电感L相移延时作用，输出电压的变小也延时滞后，输出电压变小的信息还要经过电压误差放大器的补偿电路延时滞后，才能传至PWM比较器将脉宽展宽。
这两个延时滞后作用是暂态响应慢的主要原因。
图1A电压误差运算放大器（E/A）的作用有三：①将输出电压与给定电压的差值进行放大及反馈，保证稳态时的稳压精度。
开关电源电流控制模式工作原理Switching power supplies are widely used in various electronic devices due to their high efficiency and small size. They work by converting DC power into high-frequency AC power, which is then rectified and filtered to produce the desired output voltage. The output voltage can be adjusted by controlling the duty cycle of the switching converter.开关电源由于其高效率和小尺寸而被广泛应用于各种电子设备。
它们的工作原理是将直流电源转换为高频交流电，然后经过整流和滤波以产生所需的输出电压。
通过控制开关转换器的占空比可以调节输出电压。
One common method of current control in switching power supplies is pulse width modulation (PWM). In PWM, the width of the pulse is varied while the frequency remains constant. By adjusting the duty cycle of the pulse, the average output voltage can be controlled. This allows for precise regulation of the output current.在开关电源中，常见的电流控制方法是脉宽调制（PWM）。
在PWM中，脉冲的宽度被改变，而频率保持不变。
開關電源中的電流型控制模式摘要：討論了開關電源中電流迴授控制模式的工作原理、優缺點，以及與之有關的斜波補償技術。
關鍵詞：開關電源；電流型控制；斜波補償1、前言PWM型開關穩壓電源是一個閉迴路控制系統,其基本工作原理就是在輸入電壓、內部元件參數、外接負載等因素發生變化時，通過檢測被控制信號與基準信號的差值，利用差值調整主電路功率開關元件的導通脈波寬度，從而改變輸出電壓的平均值，使得開關電源的輸出電壓保持穩定。
以開關電源中的降壓型變換為例（其它類型如正激型、推挽型等，均可由降壓型衍生得到），圖1表示了該變換器的主電路的基本拓撲結構。
圖1降壓型開關電源根據選用不同的PWM控制模式，圖1電路中的輸入電壓U in、輸出電壓U o、開關功率元件電流(可從A 點取樣)、輸出電感電流(可從B或C點採樣)均可作為控制信號，用於完成穩壓調整過程。
目前在開關電源中廣泛使用的控制方式是通過對輸出電壓或電流(功率開關元件或輸出電感上流過的電流)進行取樣，即形成2類控制方式：電壓控制模式與電流控制模式。
2電流控制模式的工作原理圖2為檢測輸出電感電流的電流型控制的基本原理圖。
它的主要特點是：將取樣得到的電感電流直接回授去控制功率開關的責任週期，使功率開關的峰值電流直接跟隨電壓迴授電路中誤差放大器輸出的信號。
從圖2中可以看出,與單一迴路的電壓控制模式相比,電流模式控制是雙閉迴路控制系統，外迴路由輸出電壓迴授電路形成，內迴路由電感器取樣輸出電感電流形成。
在該雙迴路控制中，由電壓外迴路控制電流內迴路，即內迴路電流在每一開關週期內上升，直至達到電壓外迴路設定的誤差電壓閾值。
電流內迴路是瞬時快速進行逐個脈衝比較工作的，並且監測輸出電感電流的動態變化，電壓外迴路只負責控制輸出電壓。
因此電流型控制模式具有比起電壓型控制模式大得多的頻寬。
圖2檢測輸出電感電流的電流型控制原理圖實際電路以單端正激型電源為例，如圖3所示。
誤差電壓信號U e送至PWM比較器後，並不是像電壓模式那樣與振盪電路產生的固定三角波狀電壓斜波比較調寬，而是與一個變化的、峰值代表功率開關上的電流信號(由Rs上採樣得到)的三角狀波形信號(電感電流不連續)或矩形波上端疊加三角波合成波形信號(電感電流連續)比較，然後得到PWM脈衝關斷時刻。
在電路中，電流的取樣通常使用一個在MOSFET源極與地之間串聯的電阻完成，有時為了提高效率，也可通過在MOSFET源極上接一隻電流互感器獲得電流採樣信號。
圖4為各相關點的波形。
圖3單端正激式開關電源圖4單端正激式電路各相關點波形圖3電路穩壓原理可以簡述如下：當輸入電壓變化時，由於變壓器的初級電流上升率發生變化，即Ur波形上端的三角波部分的斜率變化，導致Ur與Ue相交的時間提前或滯後，從而使輸出脈衝寬度變化，達到輸出電壓值的穩定；而當負載發生變化時，Ur與Ue同時變大或變小，使得電感電流對輸出濾波電容的充電電流發生變化，以保持輸出電壓穩定。
電流型控制模式的優點1)線性調整率（電壓調整率）非常好，這是因為輸入電壓的變化立即反映為電感電流的變化，無須經過誤差放大器就能在比較器中改變輸出脈衝寬度，再加上輸出電壓到誤差放大器的控制，使得電壓調整率更好。
由於對輸入電壓的變化和輸出負載的變化的瞬態響應快，故適合於負載快速變化時對響應速度要求較高的場所。
2)雖然電源的L－C濾波電路為二階電路，但增加了電流內迴路控制後，只有當誤差電壓發生變化時，才會導致電感電流發生變化。
即誤差電壓決定電感電流上升的程度，進而決定功率開關的責任週期。
因此，可看作是一個電流源，電感電流與負載電流之間有了一定的約束關係，使電感電流不再是獨立變量，整個反饋電路變成了一階電路，由於迴授信號電路與電壓型相比，減少了一階，因此誤差放大器的控制迴路補償網絡得以簡化，穩定度得以提高並且改善了頻響，具有更大的增益頻寬乘積。
3)在推挽型和全橋型開關電源中，由於2個開關器件本身的壓降和開關延遲時間不一定完全一致等原因，容易引起變壓器的直流偏磁。
採用電流型控制，由於峰值電感電流提供自動的磁通平衡功能，可以有效地減少或消除直流偏磁，避免了變壓器的磁飽和。
4)具有瞬時峰值電流限流功能，這是由於受控的電流在上升到設定值時，會使PWM停止輸出，因此電流型自身俱有固有的逐個脈衝限流功能，在電路中不必另外附加限流保護電路；而且這種峰值電感電流檢測技術可以較精確地限制最大電流，從而使開關電源中的功率變壓器和開關管不必有較大的冗餘，就能保證可靠工作。
5）使用電流型控制，簡化了迴授控制補償網絡、負載限流、磁通平衡等電路的設計，減少了元件的數量和成本，這對提高開關電源的功率密度，實現小型化，模組化具有重要的意義。
1)佔空比大於50％時系統可能出現不穩定性，可能會產生次諧波振盪；另外，在電路拓撲結構選擇上也有局限，在升壓型和降壓－升壓型電路中，由於儲能電感不在輸出端，存在峰值電流與平均電流的誤差。
2)對Noise敏感，抗Noise差。
因為電感處於連續儲能電流狀態，開關元件的電流信號的上升斜坡斜率通常較小，電流信號上的較小的Noise就很容易使得控制誤動作，改變關斷時刻，使系統進入次諧波振盪。
3)在要求輸入／輸出隔離的電路類型中，對隔離變壓器的設計要求較高。
例如在單端正激式電路中，為保證從開關上取樣的電流斜波具有一定的斜率，要求變壓器初級的電感量較小，但這樣會使激磁電流增加，效率下降。
因此需要協調好兩者的關係。
4）電流型控制不大適合於半橋型開關電源。
這是因為在半橋式電路中，通過橋臂2個電容的放電維持變壓器初級繞組的伏－秒平衡；當電流型控制通過改變佔空比而糾正伏－秒不平衡時，會導致這2只電容放電不平衡，使電容分壓偏離中心點，然而電流型控制在此情況下試圖進一步改變佔空比，使電容分壓更加偏離中心點，形成惡性循環。
4電流型控制模式中的斜波補償4.1電流型控制存在問題的改善針對電流型控制中的主要缺點，目前許多電流型控制PWM晶片均提供了斜波補償功能，它可以有效改善電流型控制中存在的以下幾個問題：1）開迴路不穩定性電流型電源的責任週期大於50％時，就存在電流控制內迴路工作不穩定的問題。
如果給電流控制內迴路增加一個斜波補償信號，則變換器可以在任何脈衝責任週期情況下正常工作。
斜波補償工作原理如下所述。
圖5表示了由誤差電壓U e控制的電流型變換器的波形，假如由於某種原因,產生一個擾動電流ΔI加至電感電流I L，當佔空比<0.5時，從圖5所示可以看出這個擾動ΔI將隨時間的變化而減小；但當佔空比>0.5時，這個擾動將隨時間增加而增加，如圖6所示。
擾動量的增加可能會導致電路工作的不穩定，產生次諧波振盪。
擾動量的變化可用數學表達式表示為：圖5 D<0.5時的波形圖6 D>0.5時的波形圖7 D>0.5時加斜波補償後的波形式中：m1，m2分別是電感電流上升和下降的斜率；ΔI1=－ΔI0m2m1ΔI1表示經過一個週期後擾動量的大小。
為了消除這種振盪，可引入斜率為－m的斜波信號，如圖7所示。
這個斜波電壓既可加至電流波形上，也可以從誤差電壓中減去。
這樣一來，擾動量變為：在100％責任週期時求解這個方程有：ΔI1=－ΔI0(m2+m)(m1+m)m−12 >m2為了保證電流迴路穩定工作，應使斜波補償信號的斜率大於電流波形下降斜率m2的1/2，從而保證變換器的佔空比大於50％時變換器能穩定工作。
2）減小峰值電感電流與平均電流的誤差電流模式控制是一種固定時鐘開啟、峰值電流關斷的控制方法。
因為峰值電流(流過功率開關或電感上)在實際電路中容易進行取樣，而且在邏輯上與平均電感電流大小變化相一致。
但是，電感電流與輸出平均電流之間存在一定的誤差，峰值電感電流的大小不能與平均電感電流大小一一對應，因為在佔空比不同的情況下，相同的峰值電感電流可以對應不同的平均電感電流，如圖8所示。
圖8不同佔空比時，相同峰值電感電流對應的平均電感電流而平均電感電流是唯一決定輸出電壓大小的因素。
與消除次諧波振蕩的方法類似，利用斜波補償可以去除不同佔空比對平均電感電流大小的影響，使得所控制的峰值電感電流最後收斂於平均電感電流，如圖9所示。
圖9利用斜波補償消除不同佔空比對平均電感電流的影響3）提高電流檢測精度由於在電流型控制中依靠對電感電流上升斜波的檢測完成控制，所以若電流變化率較大，可以提供較好的抗Noise干擾能力和為電流比較器提供較好的信號電平。
而採用斜波補償的方法，等於人為地改善了電感電流上升斜率，使其具有類似於電壓控制模式抗Noise邊限較大的優點。
4.2電流型控制的斜波補償實例美國UNITRODE公司生產的電流型PWM控制晶片UC1842/43，具有外部電路簡單，成本較低等優點。
關於它的電性能與典型應用這裡不再詳述，只簡單介紹一下進行斜波補償的方法。
圖10說明了UC1842/43的2種斜波補償方法：第一種如圖10（a）所示，從斜波端（即腳4振盪器輸出端）接一個電阻R1至誤差放大器反相輸入端（腳2），於是誤差放大器輸出呈斜波狀，再與採樣電流比較。
第二種方法如圖10(b)所示，它從斜波端（腳4）接一電阻R2至電流採樣比較器正端（腳3），這時將在Rs上的感應電壓上增加斜波的斜率，再與平滑的誤差電壓進行比較。
用這2種方法，均能有效地改善電源的噪聲特性。
(a)斜波補償加至2端 (b)斜波補償加至3端圖10利用UC1824/43的2種斜波補償方法5結語本文較為詳細地論述了電流型控制模式的基本原理，優缺點，並且系統地分析了電流型控制中如何利用斜波補償來消除或減小電流型控制帶來的問題，對於電流型開關電源的選擇，設計和優化具有一定的參考價值。
參考文獻[1]張占松,蔡宣三.開關電源的原理與設計[M].北京：電子工業出版社，1999.[2]葉治政,葉靖國.開關穩壓電源[M].北京：高等教育出版社，1989.[3]最新開關集成穩壓器數據應用手冊.北京半導體器件五廠,1997.作者簡介陳佳果(1973－)，男,工程師，碩士學歷。
現在航天科技集團公司第510研究所從事衛星用模塊化電源的預研及新產品開發工作。
