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开关电源频率设置的依据
开关电源的频率设置通常取决于以下几个因素：
1. 国际标准，在全球范围内，电力系统的频率通常是50Hz或
60Hz。
大多数国家和地区都遵循这些标准，因此，开关电源的频率
设置通常会遵循所在国家或地区的标准电网频率。
2. 应用领域，不同的应用领域可能对频率有不同的要求。
例如，一些应用可能需要更高的频率以减小电子设备的体积和重量，而另
一些应用可能需要更低的频率以降低能量损耗。
因此，开关电源的
频率设置可能会根据具体的应用需求进行调整。
3. 设备兼容性，某些设备对输入电源的频率有特定的要求。
开
关电源的频率设置可能需要与特定设备的要求相匹配，以确保设备
可以正常工作并且不会受到损坏。
4. 环境和成本考虑，在某些情况下，频率设置可能受到环境和
成本考虑的影响。
例如，某些频率可能会更容易实现并且成本更低，因此在制定频率设置时可能会考虑这些因素。
总的来说，开关电源的频率设置的依据主要取决于国际标准、应用领域的要求、设备兼容性以及环境和成本考虑。
综合考虑这些因素，制定合适的频率设置可以确保开关电源在特定应用中能够正常工作并且符合相关的标准和要求。
高频开关电源、电池参数设置
高频开关电源、电池主要参数设置
一、技术要求：
1.清楚控制模块进入设置的步骤
2.清楚设置电源参数标准
3.清楚设置电池参数标准
二、参数设置
按设置键“C键”进入设置界面
选择电源参数设置，按“确认”键
输入密码“上上上上左右”进入
浮充电压设置：53.32~54.48V
均充电压设置：55.2~56.4V
维规要求一次下电门限设置值-44V
维规要求二次下电门限设置值-43.2V
交流输入允许电压范围：中间站155~285V
交流输入允许电压范围：通信站380±76V，220±44V
频率上下限：50±10%HZ
根据电池组数选择1组或2组
根据电池容量标称选择容量
均充周期设置：90天
充电限流设置：一般采用0.1C10A
均浮充转换电流设置：一般为电池容量的5%
按“C”键退出后选择设置日历时间
对时间进行设置
全部设置完成后按“C”键退出
选择保存全部设置，按“确定”键保存完成，退回到主界面。
如何为开关电源选择正确的工作频率？电源选择最佳的工作频率是一个复杂的权衡过程，其中包括尺寸、效率以及成本。
通常来说，低频率设计往往是最为高效的，但是其尺寸最大且成本也最高。
虽然调高频率可以缩小尺寸并降低成本，但会增加电路损耗。
接下来，我们使用一款简单的降压电源来描述这些权衡过程。
我们以滤波器组件作为开始。
这些组件占据了电源体积的大部分，同时滤波器的尺寸同工作频率成反比关系。
另一方面，每一次开关转换都会伴有能量损耗；工作频率越高，开关损耗就越高，同时效率也就越低。
其次，较高的频率运行通常意味着可以使用较小的组件值。
因此，更高频率运行能够带来极大的成本节约。
图 1 显示的是降压电源频率与体积的关系。
频率为 100 kHz 时，电感占据了电源体积的大部分（深蓝色区域）。
如果我们假设电感体积与其能量相关，那么其体积缩小将与频率成正比例关系。
由于某种频率下电感的磁芯损耗会极大增高并限制尺寸的进一步缩小，因此在此情况下上述假设就不容乐观了。
如果该设计使用陶瓷电容，那么输出电容体积（褐色区域）便会随频率缩小，即所需电容降低。
另一方面，之所以通常会选用输入电容，是因为其具有纹波电流额定值。
该额定值不会随频率而明显变化，因此其体积（黄色区域）往往可以保持恒定。
另外，电源的半导体部分不会随频率而变化。
这样，由于低频开关，无源器件会占据电源体积的大部分。
当我们转到高工作频率时，半导体（即半导体体积，淡蓝色区域）开始占据较大的空间比例。
该曲线图显示半导体体积本质上并未随频率而变化，而这一关系可能过于简单化。
与半导体相关的损耗主要有两类：传导损耗和开关损耗。
同步降压转换器中的传导损耗与 MOSFET 的裸片面积成反比关系。
MOSFET 面积越大，其电阻和传导损耗就越低。
开关损耗与MOSFET 开关的速度以及 MOSFET 具有多少输入和输出电容有关。
这些都与器件尺寸的大小相关。
大体积器件具有较慢的开关速度以及更多的电容。
开关电源工作频率的原理分析开关电源是一种高效稳定的电源供应系统，在许多电子设备中得到广泛应用。
在开关电源的设计和使用过程中，工作频率是一个至关重要的参数。
本文将分析开关电源工作频率的原理，并探讨其对性能的影响。
一、开关电源的基本原理开关电源是通过快速开关管将输入电源切换成高频脉冲信号，然后经过滤波、调整和变换等环节，最终得到稳定的输出电压。
这种切换过程会产生开关频率的信号，即工作频率。
二、工作频率的选择原则1. 效率：开关电源的效率在很大程度上取决于工作频率。
较高的工作频率会导致较低的开关损耗，从而提高整个系统的效率。
2. 尺寸：开关频率高的电源可以采用较小的元件，减小整体体积。
尤其在微型电子设备中，对尺寸的要求较高。
3. 抗干扰能力：工作频率的选择还应考虑系统对外界干扰的抗性。
合适的工作频率可以减小电源对周围环境电磁波的敏感程度，提高系统的抗干扰能力。
三、开关电源工作频率的影响因素1. 电感元件：工作频率越高，电感元件的体积越小。
同时，高频信号会导致电感元件产生更大的功率损耗，因此需要选择工作频率适中的电感元件来平衡体积和损耗的关系。
2. 开关管：开关管具有较大的开关频率响应能力，但频率过高会产生更大的导通压降和开关损耗。
因此，在选择开关管时，需综合考虑频率响应和损耗的权衡。
3. 输出滤波：工作频率的选择还涉及输出滤波电容的大小。
频率过高会导致输出滤波电容变得更小，从而可能引起输出电压波动或噪声。
四、常见的工作频率范围开关电源的工作频率通常分为几个常见的范围，包括：1. 低频范围（20 kHz以下）：适用于需要高功率输出和承受重载的应用，如电感加热、电动工具等。
2. 中频范围（20 kHz至100 kHz）：适用于一般的电子设备，如计算机、通信设备等。
在这个频率范围内，可以实现较高的效率和尺寸优势。
3. 高频范围（100 kHz以上）：适用于追求小型化和高效率的应用，如笔记本电脑、手机等微型电子设备。
开关电源的主要技术指标开关电源的主要技术指标电源是各种电子设备必不可少的重要组成部分，其性能的优劣直接关系到整个系统的安全性和可靠性指标。
开关电源以其低功耗、高效率、小体积等显著优点而深受人们的青睐，并被广泛应于计算机设备、电子仪器、通信设备和家用电器中。
下面将介绍开关电源的主要技术指标。
1. 输入电压范围：当开关电源的输入电压发生变化时，保持输出特性不变的输入电压变化范围。
这个范围越宽，表示电源适应外界的市电变化的能力越强，开关电源的工作范围就越宽。
它和开关电源内部的误差放大器、取样反馈调节电路的增益及占空比调节范围有关。
目前开关电源的输入电压变化范围已经做到90V-270V,可以省去许多电器上的110V/220V转换开关。
2. 电压调整率：电压调整率也称为电压稳定度，是在输出电流不变（即负载不变化），而输入的交流工作电压变化时，输出电压的相对变化量。
此项技术指标用来验证开关电源在最恶劣的电源电压环境下，输出电压的稳定度是否符合需求规格。
3. 电流调整率：电流调整率也称负载调整率，是在输入的交流电压为额定值（比如220VAC),而输出电流从最小值0变到最大值时，输出电压的相对变化量。
此项指标用来验证开关电源适配器在最恶劣的负载环境下，输出电压稳定度是否合乎需求的规格。
4. 输出内阻：输出电压的变化量与输出电流的变化量的比值。
这个比值越小，表示电源输出电压随负载大小的变化越小，稳压性能好。
5. 转换效率：电源输出功率与输入功率的比值。
这个比值越高，表示变化效率高，开关电源的体积越小，可靠性也越高。
目前开关电源的效率可达到90%以上。
6. 输出电压的纹波：由于开关电源的稳压过程是一个不断取样反馈调节的过程，因此在输出的直流电压上会出现一个叠加的波动的纹波电压，即输出的纹波电压。
这个值越小，表示输出特性越好。
纹波有两种表示方法：一是输出纹波电压有效值；二是输出纹波电压的峰峰值。
一般开关电源的规格都要求小于输出直流电压的1%，其频宽为20Hz-20MHz或者其他更高频率，如100MHz等。
开关电源频率提升的极限1、器件的限制对于一个开关管来说，在实际应用中，不是给个驱动就开，驱动撤掉就关了。
它有开通延退时间（tdon）,上升时间（tr）,关断延退时间（tdoff）,下降时间tf,对应的波形如下:通俗的讲，开关管开通关断不是瞬间完成的，需要一定的时间，开关管本身的开关时间就限制了开关频率的提升。
以答主以前在台达实习，台达用在3kW的逆变器上的一款英飞凌600V的coolmos为例。
看看这些具体的开关时间是多少那么对于这个mos管来说，它的极限开关频率（在这种极限情况下，mos管刚开通就关断）fs=1/（16+12+83+5）ns=8.6MHz ,当然，在实际应用中，由于要调节占空比，不可能让开关管一开通就关断，所以实际的极限频率是远低于8.6MHz的，所以器件本身的开关速度是限制开关频率的一个因素。
2、开关损耗当然，随着器件的进步，开关管开关的速度越来越快，尤其是在低压小功率场合，如果仅考虑器件本身的开关速度，开关频率可以run得非常高，但实际并没有，限制就在开关损耗上面。
下面给出开关管实际开通的时候对应的波形图可以看到，开关管每开通一次，开关管DS的电压（Vds）和流过开关管的电流（Id）会存在交叠时间，从而造成开通损耗，关断亦然。
假设每次开关管每开关一次产生的能量损耗是一定的，记为Esw,那么开关管的开关损耗功率就为Psw=Esw*fs，显然，开关频率越高，开关损耗越大。
5M开关频率下开关损耗比500K要大10倍，这对于重视效率的开关电源来说，显然是不可接受的。
所以，开关损耗是限制开关频率的第二因素。
3、软开关的困难题主提到了软开关，没错，软开关确实是解决开关损耗的有力手段。
而在各种研究软开关的paper上，提出了无数种让人眼花缭乱的软开关方案，似乎软开关能解决一切问题。
但是实际工程应用和理论分析不同，实际工程追求的是低成本，高效率，高可靠性，那些需要添加一堆辅助电路，或者要非常精确控制的软开关方案在实际工程中其实都是不太被看好的，所以即使到现在，在工业界最常应用软开关的拓扑也只要移相全桥和一些谐振的拓扑（比如LLC），至于题主提到的flyback,没错，我也听说过有准谐振的flyback （但没研究过），但即使有类似的方案，对于能不能真正工程应用，题主也需要从我上面提到的几个问题去考量一下。
许久没发过贴，知识有限，发一些8年研发电源中的一些实用经验，一天一个小技巧
2011,1,17
在开关电源次级输出端的肖特基上并一个小功率快速二极管来代替RC吸收，效率一般可以提高1~2个点
在肖特基上并快速管，只针对在特定的条件下。
有条件的可以按以下参数试下。
假设，输出12V1.5A，开关频率为65KHz，使用肖特基SR5100，假设加上RC的效率是83%，那么不加R（100）C（102）效率大概可以提高0.4~0.6,用快速管替代RC，效率可以提高1~2个点，测试波形对比，上升沿时间又明显改善，但尖峰并无增高。
当然此用法可以在广阔点，就不一一例举了。
结电容大，正向导通时损耗增大，而并一个快速二极管，因为结电容小，正好补偿了这个损耗，看二极管两端的波形就可以明显看出来，次级RC 吸收其实是可靠性设计部分，关于EMI部分没做过实验，但从波形上看应该是影响不大。
两二极管并联其实就是在结电容上做了点小技巧
梁生，你理论知识扎实，请你细解下给大家
2010,1,18
输入和输出的电解容量值。
AC输入整流电解容量低时效率会低0.2~1个点，何为低？用示波器看AC输入整流后纹波，小于10W功率，纹波10~30V为佳，大于10W纹波在5~20V为佳。
TI开关频率高达6MHz的降压型DC-DC转换器IC德州仪器（TI）上市了开关频率高达6MHz的降压型DC-DC转换器IC“TPS62601”。
此前该公司推出的DC-DC转换器，开关频率最高是3MHz。
而此次将开关频率一下子提高了1倍。
目前，在降压型DC-DC转换器IC市场上，开关频率正在疾速高频化。
如美国迈瑞（Micrel）推出了频率8MHz产品，美国凌力尔特科技推出了4MHz产品，美国模拟器件推出了3MHz的产品。
此外，Bellnix作为模块，投产了5MHz的产品。
开关频率之所以日益高频化，主要是因为便携产品日趋小型和薄型化。
开关频率越高，外置部件——电容器和电感器就能够做得越小。
此次，记者就德州仪器所瞄准的市场和实现高频化的技术要素等，采访了该公司营业与技术本部电源管理业务推进部主任工程师.问题：为何投产开关频率高达6MHz的降压型DC-DC转换器IC？我们着手开发这款产品的原因是：手机等的输入输出接口部分的电源电压很低，只有1.8V。
虽然以前也曾有3.3V，但最近只有1.8V 了。
电源电压降至1.8V，锂离子充电电池的端子电压即使降至约2.3V 也可以使用。
而非常低的端子电压能够使用，其优点是可以有效利用电池能源，而另一方面也会产生棘手的问题。
就是DC-DC转换器IC 的输入和输出电压差会变得非常小。
必须将2.3V的输入电压变成1.8V 的输出电压。
输入输出间的电压差变小的话，按照V＝L×di/dt的关系可以得出，输出电压的响应特性会降低。
为了解决这个问题，只能减小电感器的感应系数（L）。
应将感应系数降至470nH。
但是，不能单纯地降低感应系数。
因为如果在不改变开关频率的情况下降低感应系数，输出电压的波动会变大。
也就是说，降低感应系数和提高开关频率必须配套进行。
我们原来的产品3MHz工作的DC-DC转换器IC采用的是1μH的电感器。
470nH是其感应系数的约1/2。
由于开关频率与感应系数基本成比例关系。
开关电源总体技术指标和性能1、输入电压：110VAC/DC 或220VAC/DC 或380VAC 三相±20%；或85~264VAC 全范围2、输入频率：47~63Hz3、输出稳定度：0.5%典型值4、负载稳定度：1%典型值（对于主输出电路）5、输出电压微调范：±10%~±15%（对于主输出电路）6、纹波及噪声：1%，峰峰值（100mVp-p 典型值）7、过电压保护：115%~135%（对于主输出电路）8、耐压：初级/次极间初级/外壳间次极/外壳间1500VAC1500VAC500VAC9、保持时间：满负荷时典型值为20ms10、工作环境温度：-10~+55℃或-20~+65℃10、过载保护：所有输出端在有短路，过载时均保护二、小功率开关电源系列规格表（单路输出）输出功率15W 30W 50W 70W 100W 120W 150W 200W 输入电压110VAC/DC、220VAC/DC 50Hz 输出电压5V、9V、12V、13.8V、15V、18V、24V、28V、48V、60V/DC 特长输入电压范围宽、体积小、可靠性高、电磁兼容性好、效率高、保护功能完善三、大功率开关电源系列规格表（单路输出）输出功率250W400W500W750W1000W1200W1500W2000W2400W3000W6000W 输入电压110VAC/DC、220VAC/DC、380VAC 三相47~63Hz 输出电压5V、9V、12V、13.8V、15V、18V、24V、28V、30V、48V、60V、80V、110 V、150V、220V/DC 特长稳压精度高、效率高、电磁兼容性好、保护功能全、使用寿命长四、多路输出开关电源系列规格表输出功率型号V1 V2V3 V4 30W LKD-30-125 +5V2A +12V0.5A +24V0.5A LKD-30-15 +5V2.2A +24V1A LKD-30-121 +5V3A +12V1A -5V0.5A LKD-30-122 +5V3A +12V1.2A - 12V0.5A LKD-30-133 +5V3A +15V0.5A -15V0.5A LKD-30-12 +5V4A +12V1A 50W LKD-50-12F +5V3A +13V2.5A LKD-50-15F +5V3A +26V1.5A LKD-50-133。
开关电源中，为什么频率越高，电感越小？先给出结论事实上，不仅仅是电感，在开关电源里，对于任何储能元件都有这样的结论。
我们不妨先回想一下电感在在开关电源中的作用，一般情况下电感通常有两个用处。
一个是滤波一个是储能那么当电源的工作频率上升之后，对它们的影响分别是什么呢？对于电感来说，当它做储能原件使用在稳态条件下，作为储能用的电感满足伏秒平衡，开关管导通时间内（电流上升段）的伏秒乘积须与开关管关断时间内（电流下降段）时的伏秒乘积在数值上相等。
如图所示，图中Ts代表一个开关周期，ton 代表开关管开通时间，toff代表开关管关断时间，Iave代表稳态时，电感电流的平均值。
伏秒平衡的原理比较绕口，我更习惯从能量上去理解：电源在开关管开通时间（ton）给电感充电的能量和电感在开关管关断的时间（toff）释放的能量相同。
也就是说在一定频率下，一个开关周期内，储能电感需要做两件事，1、接受能量 Wton2、释放能量 Wtoff然后，Wton = Wtoff理解这一步后，我们再往下看那么如果提高开关频率会发生什么变化呢？答案很显然：频率升高后，电感在一个开关周期所需要存储释放的能量也就减小，因此不需要太大的电感值。
（电感值越大，能储存能量的能力也就越大）。
通俗的说法，可以理解，你在家用盆在水龙头下接水。
刚开始1分钟开一次水龙头，1分钟关一次水龙头，每次能接一盆水。
现在提高水龙头的开关频率了，改成1秒开关一次水龙头，你还需要再用盆去接吗？直接用杯子不就行了。
拿杯子换盆，这是什么概念？这就是节约硬件资源啊，节省成本啊。
再上一张对比图（高频电感和工频电感对比图，左边是50Hz工频，右图是20kHz高频）对于用作滤波的电感来说从理论上面解释其实挺容易的，直接套经验公式，纹波大小和频率成反比，和电感成反比，因此，纹波要求不变，频率增大，电感值相应可以减小。
或者可以这样理解，频率增加，电流纹波个数增加，更加有利于滤波，因此电感值可以相应减小。
开关电源频率提升的极限1、器件的限制对于一个开关管来说，在实际应用中，不是给个驱动就开，驱动撤掉就关了。
它有开通延迟时间（tdon），上升时间（tr），关断延迟时间（tdoff），下降时间tf，对应的波形如下：通俗的讲，开关管开通关断不是瞬间完成的，需要一定的时间，开关管本身的开关时间就限制了开关频率的提升。
以答主以前在台达实习，台达用在3kW的逆变器上的一款英飞凌600V的coolmos为例。
看看这些具体的开关时间是多少那么对于这个mos管来说，它的极限开关频率(在这种极限情况下，mos管刚开通就关断)fs=1/(16+12+83+5)ns=8.6MHz，当然，在实际应用中，由于要调节占空比，不可能让开关管一开通就关断，所以实际的极限频率是远低于8.6MHz的，所以器件本身的开关速度是限制开关频率的一个因素。
2、开关损耗当然，随着器件的进步，开关管开关的速度越来越快，尤其是在低压小功率场合，如果仅考虑器件本身的开关速度，开关频率可以run得非常高，但实际并没有，限制就在开关损耗上面。
下面给出开关管实际开通的时候对应的波形图可以看到，开关管每开通一次，开关管DS的电压（Vds）和流过开关管的电流（Id）会存在交叠时间，从而造成开通损耗，关断亦然。
假设每次开关管每开关一次产生的能量损耗是一定的，记为Esw，那么开关管的开关损耗功率就为Psw=Esw*fs，显然，开关频率越高，开关损耗越大。
5M开关频率下开关损耗比500K要大10倍，这对于重视效率的开关电源来说，显然是不可接受的。
所以，开关损耗是限制开关频率的第二因素。
3、软开关的困难题主提到了软开关，没错，软开关确实是解决开关损耗的有力手段。
而在各种研究软开关的paper上，提出了无数种让人眼花缭乱的软开关方案，似乎软开关能解决一切问题。
但是实际工程应用和理论分析不同，实际工程追求的是低成本，高效率，高可靠性，那些需要添加一堆辅助电路，或者要非常精确控制的软开关方案在实际工程中其实都是不太被看好的，所以即使到现在，在工业界最常应用软开关的拓扑也只要移相全桥和一些谐振的拓扑（比如LLC），至于题主提到的flyback,没错，我也听说过有准谐振的flyback（但没研究过），但即使有类似的方案，对于能不能真正工程应用，题主也需要从我上面提到的几个问题去考量一下。
ps2 对于小功率高频电源，现在class E非常火，我觉得它火的原因就是电路简单，所以才能被工业界接受，题主有兴趣可以去研究下。
4、高频化带来的一系列问题假设上面的一系列问题都解决了，真正做到高频化还需要解决一系列工程上的问题，比如在高频下，电路的寄生参数往往会严重影响电源的性能（如变压器原副边的寄生电容，变压器的漏感，PCB布线之间的寄生电感和寄生电容等等），造成一系列电压电流波形震荡和EMI的问题，如何消除寄生参数的影响，甚至进一步地，如何利用寄生参数为电路服务，都是有待研究的问题。
ps，对于高频化应用的实际工程应用的问题，还有很重要的一块是高频驱动电路的设计，@桂涵东实验室这块做得比较好，可以邀请他来回答下。
当然，随着新器件（SiC, GaN）的兴起，开关电源高频化的研究方兴未艾，开关电源的高频化一定是趋势，而且有望给电力电子带来又一次革命。
让我们拭目以待。
类似于在微电子产业中著名的摩尔定律，从1970年开始，电力电子变换器的功率密度大约每十年增加一倍。
这和功率半导体发展的轨迹密切相关，受益于硅器件封装和沟道结构不断的发展，开关频率已经推到了兆赫兹级别，被动元件的体积不断减小，变换器提高了功率密度，但是高开关频率带来的高开关损耗、高磁芯损耗使得整个系统损耗大幅增加，散热系统也随之增加，所以现在阻碍电力电子变换器功率密度进一步提高的技术屏障在散热系统和高频电磁设计，以及先进的功率集成和封装技术。
为了维持这个功率密度的发展速度，很多电力电子前沿研究已经转移到散热基板研究，被动元件集成等方面的研究，所以题主你明白我的意思了吗？就算你现在把开关频率提到很高，功率密度也是被这些因素制约的。
下面我稍微展开来说下：1.开关损耗开关损耗确实是限制因素之一，但是氮化镓器件的推出已经让开关损耗在1-3Mhz这个范围内变得可以接受，我下面附一张图片，这是三家公司推出的650V的GaN device，可以看出最好的管子开通损耗已经4uJ，关断损耗在8uJ(测试条件在400V, 12A)，还有一家叫RFMD的公司，其650V的管子基本可以和Transphorm平齐。
而同电压电流等级的硅器件很多管子都还在以mJ为单位。
下面在贴出一张低压氮化镓和硅器件的比较，可以看出，总体来说，驱动损耗也会变得很小。
还有一点很重要，宽禁带半导体的工作结温很高，以目前的工艺来说，Sic的结温可以工作到200°，氮化镓可以工作到150°。
而硅器件呢，我觉得最多100°就不得了。
结温高，意味着相同损耗下，需要给宽禁带半导体设计的散热器表面积要小很多，何况宽禁带半导体的损耗本身还小。
但是开关频率的提高，往往只能使用QFN或者其他一些表贴器件减少封装寄生参数，这给散热系统带来了极大的挑战，原来To封装可以加散热器，减少到空气对流的热阻，而现在不行了。
所以如果想在高频下工作，第一问题就是解决散热，把高开关损耗导出去，尤其是在kW级别，散热系统非常重要。
现在学界解决这个问题的手段偏向于把器件做成独立封装，采用一种叫DCB的技术，用陶瓷基板散热，器件从陶瓷上表面到下表面的热阻基本为0.4°C/W（有些人也用metal core PCB, 但是要加绝缘层，热阻一般在4°C/W），而FR4为20°C/W。
总结一下，半导体不断在发展，开关损耗也在显著下降，而封装越来越小，现在来看，我们要做的是怎么把那些热量从那么小的表贴封装下散出去。
2.EMI和干扰在我接触EMI前，很多老工程师以他们有丰富的EMI调试经验来鄙视我们这些菜鸟，搞的我一直以为EMI是门玄学，也有很多人动不动就拿EMI出来吓人。
我想说EMI确实很难理解，很难有精确的纸面设计，但是通过研究我们还是能知道大概趋势指导设计，而不是一些工程嘴里完全靠trial and error的流程。
我先给出结论，EMI确实和开关频率不成线性关系，某些开关频率下，EMI滤波器的转折频率较高，但是总体趋势而言，是开关频率越高，EMI体积越小！我知道很多人开始喷我了，怎么可能，di/dt和dv/dt都大了，怎么可能EMI滤波体积还小了。
我想说一句，共模和差模滤波器的没有区别，相同的截止频率下，高频的衰减更大！就算你高频下共模噪声越大，但是你的记住，这个频率下LC滤波器的衰减更大，想想幅频曲线吧。
为了说明这个结论，我给出一些定量分析结果。
这些EMI分析均基于AC/DC三相整流，拓扑为维也纳整流。
我分别给出了1Mhz和500Khz的共模噪声，可以看出，500khz共模滤波器需要的截止频率为19.2kHz，1MHz为31.2kHz。
这张图给出了不同频率下共模和差模滤波器转折频率的关系，可以看出，一些低频点EMI滤波器体现出了非常好的特性。
例如70Khz，140Khz。
而这两个开关频率是工业界常用的两个开关频率，非常讨巧，因为EMI噪声测试是150KHz到30MHz。
不过这个也与拓扑有关。
以上数据均基于仿真，虽然不能精确的反应EMI噪声的大小，但是趋势肯定是正确的。
说了这么多，我只想表明，开关频率的选取相当有学问。
如果要以高功率密度为设计指标，开关频率并不是越高越好，而是有一个最佳转折点。
下面2张图给出了维也纳整流器和BUCK-type整流器的功率密度趋势，可以看出，最佳功率密度点不是一个开关频率。
对那些拍着脑瓜选开关频率，解决EMI问题并且鄙视过我的老工程师，我还是怀有很大敬意的，但是我想说的是，如果真正想设计一台最高功率密度的变换器，详细的考证是值得的，还不是单纯依靠经验，况且经验背后也是一定有理论支持。
我不禁问个问题，都有EMI滤波器，EMI噪声都符合标准，为啥高频干扰大。
难道大家在实际工程遇到高频干扰是个假象？不是的，举1个非常简单的例子，剩下的自己思考吧。
在输入电压较高的场合中，一般开关管驱动的都需要隔离。
我们知道隔离后一端的地一般要接到悬浮开关管的源端，一般这一点的电平是跳变得，以氮化镓晶体管为例，这点电压变化率可以达到140kV/us。
而隔离芯片前一端的地是与控制地连接的，你随便看看隔离模块电源的手册，原副边耦合的寄生电容一般在60pF左右，也是就说在高速开关瞬间，会产生大约6A的电流从副边的地通过电容耦合到原边，原边的地电平肯定瞬间产生尖峰，整个控制系统产生强烈的干扰。
所以做高频的时候，隔离电源的地线千万不要平行的铺在2层PCB中，干扰效果会更加强烈。
同时选隔离芯片的时候也需要注意一个参数叫做CM transient immunity（肯定会给的），这个参数最好大于开关瞬间，桥臂中点电平的变化速率。
光耦隔离这个参数一般在30kV/us，磁耦在35kV/us，电容耦合在50kV/us（是不是绝望了，都比氮化镓低，硅器件一般在10kV/us,Sic 30kV/us）。
还有很多细节可以引起干扰，不过真的不是EMI噪声做的孽。
关于高频磁芯设计，我是真的写不动了，哪天有空写一下。
我先简单的把以上内容总结一下：1.不是开关频率越高，功率密度就越高，目前这个阶段来说真正阻碍功率密度提高的是散热系统和电磁设计（包括EMI滤波器和变压器）和功率集成技术。
2.慎重选择开关频率，开关频率会极大的影响整个变化器的功率密度，而且针对不同器件，拓扑，最佳的开关频率是变化的。
3.高频确实产生很多很难解决的干扰问题，往往要找到干扰回路，然后采取一些措施。
4.为了继续维持电力电子变换器功率密度的增长趋势，高频肯定是趋势。
只是针对高频设计的电力电子技术很不成熟，相关配套芯片没有达到要求，一些高频的电磁设计理论不完善和精确，使用有限元软件分析将大大增加开发周期。
