高频地波雷达总体方案及工程实施中的几个主要问题

第47卷　第5期 武汉大学学报(理学版) V o l.47　No.5 2001年10月 J.W uhan Univ.(Na t.Sci.Ed.) Oc t.2001,513～518文章编号:0253-9888(2001)05-0513-06高频地波雷达总体方案及工程实施中的几个主要问题杨子杰,吴世才,侯杰昌,文必洋,石振华(武汉大学电子信息学院,湖北武汉430072) 摘　要:从线性调频中断连续波(FM I CW)基本原理出发,结合雷达方程和相控阵技术,阐述了在O S-M A R2000总体设计和研制过程中遇到的几个主要问题,如雷达探测性能估计、雷达波形设计、雷达参数的选择、相控阵形式、I/Q形成方式、数据采集与Do ppler提取、距离混迭与Do ppler频率混迭、零频干扰等.东海现场实验表明,采用120m八元相控天线阵,“一发八收”、收发共用天线工作模式,平均发射功率100W,可实现200km,120°扇面海流探测和100km风浪探测.关　键　词:高频地波雷达;线性调频;相控阵;表面波中图分类号:P715.7 文献标识码:A0　概　述地球表面70%以上都是海洋,它是地球上生命的摇篮,是人类赖以生存的重要环境.海洋不仅给人们提供丰富的食物和矿藏,而且也提供了与外界交往的便利通道,更是国家的安全屏障.无论人们出于经济目的还是军事目的,都需要及时而准确地知道海洋现场资料,而这些资料的获取必须依赖于先进的海洋监测设备和技术.国际上近30年来发展起来的高频地波雷达是一种可以连续大面积监测海洋状态的重要设备.代表当今国际先进水平的是美国CO DAR公司的Sea Sonde和加拿大设置在纽芬兰岛的HF-GW R,以及最近公布的SW R-503雷达,前者属轻便型近距离高频地波雷达,探测距离约60km,覆盖范围100km×60km,发射平均功率100W,距离分辨率0.3～3km,采用轻便5m鞭天线作发射天线,接收天线采用单极子/交叉环,雷达控制和数据处理采用普通的PC机,雷达以测海流为主,其测流精度一般为±7.0cm/s,流向精度为±10°,可提供局部波浪信息,Sea Sonde作为商品已售出50多台.HF-GW R系统原形由加拿大北方雷达系统有限公司于1991年在纽芬兰岛的Race角建造,它是纽芬兰纪念大学工程与应用科学学院与冷海洋资源工程中心(C-CORE)的研究人员在经过10年的研究以后,又用了26个月、耗资290万加元建造的.雷达可覆盖120°扇角内,20～400km范围,以探测和跟踪海面低速移动目标为主,也可以提供海况信息.HF-GW R是一个庞大而昂贵的系统,建造在1.5km狭长海岸上,发射天线为架设在高40m 铁塔上的对数周期天线,接收天线为40单元阵长880m的“风筝”形线天线,阵元高7m,间距22m,发射功率16kW,用了10台全数字接收机和12块DSP,配备V AX小型计算机来控制雷达所有功能和数据处理.HF-GW R在海岸警戒、渔业管理、海上交通管制、缉毒、打击走私、冰情探测、国防以及对预测失灵船舶漂浮和监测污染物的扩散都具有极大的应用价值.本课题组研制的O SM AR2000原型样机从性能和系统复杂程度介于Seasonde和HF-GW R之间,都是采用调频中断连续波(FM ICW)体制的高频地波相干脉冲多普勒雷达.O SM AR2000以监测海收稿日期:2001-05-10　基金项目:国家863计划资助项目(863-818-01-02)作者简介:杨子杰(1943-),男,教授,博士生导师,现从事高频地波雷达海洋环境监测技术的研究.E-mail:ZJ Y43017@洋表面动力学要素——风、浪、流场为目的,天线阵长120m,采用“一发八收”、收发共用工作模式.发射平均功率100W,海流和风向探测距离200km,波浪和风场探测距离100km,覆盖120°扇面,用了8个接收通道,采用数字波束形成(DBF)可以探测角度分辨率为15°的风场和波浪信息,用多重信号分类法(M U SIC)或MV M空间谱估计算法可得到角度分辨率为 2.5°的流场.距离分辨率最小为 2.5 km.雷达总体结构如图1所示.图中T R表示收发开关,HPA为大功率放大器,PSTN为公用电话网.图1　O SM A R2000总体结构示意图1　雷达探测性能估计根据以海洋表面为探测目标的雷达方程,远场条件下,在光滑海面和饱和海浪时P r=P t G t G rλ2(4π)3R3F4(R)e0ΔθΔR(1)其中,P r为接收机输入功率,P t为发射功率,G t和G r分别是发射和接收天线的等效自由空间的增益,ΔR和Δθ则分别为雷达的距离分辨率和角度分辨率,λ为雷达工作波长,F(R)是距离的函数,表示垂直极化表面波在海面上传播时的No rto n衰减因子,e0为海洋单位面积上的散射截面,在风浪充分饱和时,即在风吹过一段相当长的距离和吹过一段相当长的时间后,e0与探测频率和海洋状态无关,几乎是一个常数,e0≈-29dB.若进一步考虑粗糙海面情况下,雷达系统损耗,记总的损耗为L,再加上噪声的影响,从雷达工程师习惯出发,定义雷达输出信噪比为1时,雷达的最大探测距离为R max=[P t G t G rλ2e0ΔθΔRF4(R)(4c)3K TB F n L]1/3(2)其中K为玻尔兹曼常数,B为接收系统带宽,T为环境温度,F n为雷达接收机噪声系数.为确定雷达最大探测距离,其关键是确定电波沿海面传播时的Nor ton衰减因子F(R),海况引起的附加损耗,外界环境噪声和干扰,以及系统损耗,海况信息提取时需要的信噪比等.根据计算机模拟和实测结果,海流提取时需5～10dB的信噪比,而海浪和海风提取时,则需40～50dB[1],在O SM AR2000的工作参数条件下,即工作频率7.5M Hz,发射平均功率100W,ΔR=5km,Δθ=15°,发射天线增益 2.4dB,接收天线增益8dB,系统损耗15dB,与文献[1]计算参数相比,发射功率减少7dB,发射天线增益减少 5.6dB,而ΔR增加了3dB,其它参数相同,因此总的减少了9.6dB,计算结果如图2所示[2].从曲线可上知,在7.5M Hz时,当接收功率为-140dB W时,在光滑海面时探测最大距离>200km.在实际工作时,白天干扰较小,海流探测距离最大达270km,海浪探测约100km,但在傍晚17∶00～21∶00时,由于电离层D层消失,短波电台尤其是作业渔船短波通信电台业务繁忙,干扰很大,若不采取选频措施,将使探测距离大为减少.这是工作在短波低频端的无线电开放式系统共有的问题.514武汉大学学报(理学版)第47卷图2　接收功率与探测距离的关系2　雷达工作体制的确定为了提高雷达检测能力,现代雷达一般都采用脉冲压缩技术,以解决探测距离和分辨率的矛盾,增加系统的时间带宽积.在工程实现上大多数采用线性调频连续波(FM CW )、线性调频中断连续波(FM ICW)以及伪随机码(或其它编码)调相中断连续波.FM CW 和FM ICW 相比可获得3dB 增益,但收发不能共站,一般接收站设在发射站工作时地波影响可以忽视的距离上,如澳大利亚JIN DALEE 系统,收发相距100km.对于伪随机码(PN )调相中断连续波体制,虽然伪随机码有很好的自相关函数,但累积旁瓣电平很大,更重要的是难于解决海洋探测时近距离回波旁瓣对远距离回波的干扰,以及其它的一些不利之处,见表1. FM ICW 体制,虽然比FM CW 系统增益损失3dB ,但可以收发共站,无论是设备的复杂性还是管理上都有优越之处,且FM ICW 和FM CW 体制对Do ppler 频移都不敏感[3],在采用失配滤波器解调时,如在作第一次FFT 前用Hamming 窗加权,可将旁瓣电平由-13.2dB 压缩到-42.8dB .处理增益仅减少 1.34dB,更为方便之处在于可以在零中频处即基带信号电路中设置高通滤波器,抑制近距离海洋回波,同时雷达回波进入接收机时,由于被发射脉冲调制的回波信号又受到压地波脉冲的调制,二者相卷积,使近距离处接收机的时间利用率变小,也对近距离回波起抑制作用,这使接收机的动态范围要求可以由120dB 降到50dB 左右.最终确定OSM AR2000采用FM ICW 体制.表1　FMICW 和PN 码调相连续波技术特性对比对比项FM ICWPN 码调相连续波距离旁瓣匹配滤波:最大旁瓣电平-13.2dB 失配滤波:汉明窗加权,-42.8dB失配损失= 1.34dB,脉冲加宽到1.47倍10lg (1/P ),其中P =2n -1,n =14时为-42dB脉冲压缩比CR=B T 易达到40～50dBCR =10lg P ,其中P =2n -1,n =8～13时为20～40dB 距离分辨率ΔR =C2B 易达到高分辨率决定于码片宽度T c ,不易实现高分辨率设备复杂性相关器由模拟混频、低通、ADC 及FF T 实现,相对简单,FM CW 信号源较复杂每一距离单元要一个相关器,设备复杂;编码器较容易远近效应近处由于时间窗变小,同时可加高通滤波,要求接收机动态范围仅40dB ～50dB,AD C12位便有余对于海洋探测要求接收机有90～110dB 动态范围,AD C 20～22位收发控制在ms 上实现,容易在数微秒上进行,难工作比0.1～0.50.4～0.5变更工作参数灵活性容易较容易适用范围探测海洋动力学要素、移动目标等高空大气雷达、电离层探测等3　DBF 与MUSIC 算法为了增大雷达探测距离,提高检测能力,很早人们就采用相控天线阵技术形成窄波束实现对目标的扫描、搜索与跟踪.从熟知的天线理论,为了减小雷达扫描波束,必须增大天线尺寸或口径.而在HF 雷达中,由于工作频率低,要得到窄波束,天线阵必然很大,如加拿大HF-GW R 在6.5M Hz 时,天线波束宽度为2°,阵长880m .在海岸边找到一块这样的天线场地决非易事,这也为HF 地波雷达的推广和应用带来致命弱点.在OS AM R2000中,总体要求天线阵长小于120m .而角度分辨率为2°～3°,若采用传统方法无法实现.为解决此矛盾,初期曾企图利用单极子/交叉环天线作为阵单元组成八元相控阵.依据CODAR 公司专利,利用软件采用最小515第5期 杨子杰等:高频地波雷达总体方案及工程实施中的几个主要问题二乘法或M USIC算法可实现高角度分辨率,在阵中靠馈给不同单元以不同相位的信号实现相控阵,但实现起来十分复杂.首先硬件需要24个接收通道和8个发射通道,再加上复杂的移相器及其控制电路,更重要的是阵单元的单极子/交叉环天线心形方向图与阵因子相乘后变化太缓慢,细分算法不适用.认真研究后决定修改此方案,采用阵长120m,间隔16m的八元相控天线阵,波束宽度约15°,扫描范围120°左右.若发射也采用相控阵,其优点是经空间合成后发射功率可增大8倍.发射天线增益也近似提高6dB.但得使用8台200W发射机,8个振幅和相位都受计算机控制的发射通道和相应的移相与控制装置,不管是在发射频率、中频还是在本振频率上移相,设备都十分复杂,调试与维护困难,而且给雷达参数设计带来不便.最后决定只采用一个发射通道,仅接收采用相控阵形式.现有HF雷达收发天线一般都分开,各使用一副天线.Sea-Sonde采用单极天线发射,HF-GW R使用架高40m 的对数周期天线作发射天线.O SM AR2000在作了大量计算机模拟和实验后,采用阵中一个单元天线同时作发射的“一发八收”、收发共用模式,配备自己研制的大功率宽频带收发开关,接收通道也不采用硬件移相方式,而采用数字波束形成技术(DBF),这样就大大简化了设备.以上采用“一发八收”、收发共用和DBF技术,只能得到15°角分辨率,为此采用空间谱估计技术M USIC来提高角度分辨率.将实测的阵中单元方向性图即阵流形和8个接收通道相位差形成数据文件,提供给M USIC算法,最后可实现 2.5°的角分辨率的海洋表面流探测[4].至于风浪场目前的角分辨率仍为15°,可望在另一类空间谱估计算法中如最小方差估计(MV M)中得到解决[5].4　数据采集与Doppler信息提取根据FM ICW基本原理,对一个线性扫频周期内的采样数据进行FFT后仅得到以频率表示的目标距离信息,只有多次扫频后将采样数据作第二次FFT后才能得到Doppler信息.主要问题是:①为了简单有效地提取Doppler信息,采取何种方案来形成I/Q信号?②被压地波信号中断的雷达回波如何采样?③为了不产生距离混叠和Doppler频率模糊,如何设计雷达参数和选择采样频率?1)I/Q信号的形成常见的相干脉冲Doppler雷达形成正交I/Q分量时多采用中频复数采样或零中频方案[6].在OS-M AR2000中,由于是八通道接收机,若采用复数中频采样,将增加电路的复杂程度和造价.采用零中频采样方案,其优点除了电路简单,采样速率低, ADC板价格低外,还可在零中频电路设置高通滤波器来抑制太强的近海回波,使接收机及ADC电路动态范围减小,同时解决了低放电路的零点漂移问题.但若采用常规的I/Q双通道,就得增加8个低放通道和相应的ADC板,且I/Q通道的振幅和相位不平衡仍成问题.为此本系统采用软件来形成I/Q信号,其原理是经采样的零中频雷达回波信号为实信号,在进行第一次FFT后,其频谱为对称的双边谱,它们都有相同的振幅和相位,若只保留所需的距离元上双边谱的一半,将负频率上的频谱去掉(对应线性调频斜率T<0,否则去掉正频率上的频谱),得到的就是一个复数(因为一个复数的FFT为单边谱),这正是后面提取Doppler信息所需要的,也是DBF和M U-SIC等算法所需要的复数数据.这样做虽然比I/Q 双通道采样形成复数时系统增益下降3dB,但可使设备简化[7].同时避免了I/Q双通道振幅和相位不平衡所带来的问题.2)采样频率设扫频信号在一个线性扫频周期内被宽度为T P周期为q的脉冲中断p次,在相干积累时间的t a 内共扫频m次,雷达工作频率为f,最大探测距离为R max,距离分辨率为ΔR,根据采样定理不产生Do ppler混叠的条件是:对海洋探测,f s=1T S≥|±2f b|=4f b(3)式中f b为Brag g频率.f b=0.102f0(4)实际计算中,f0代入M Hz的数值,得到的结果f b 为Hz值.对硬目标探测,设目标最大径向速度为v max,则f s=1T S≥4v maxλ(5) 为便于进行FFT,扫频次数m=2k(k为正整数).相干积累时间t a=m T,在t a内海洋应能看成各态历经的平稳随机过程,一般t a小于30min,在硬目标探测时,在t a内以v max运动的目标不应超出一个雷达距离元.在距离变换时,设采样频率为f s1,根据采样定理:516武汉大学学报(理学版)第47卷f s1≥2Δf max=4T R maxc(6)T为扫频斜率.Δf max为R max对应的最高频率.此外,根据不产生距离混叠的条件[9]1q≥2Δf max=4T R maxc(7)其中q为发射脉冲周期. 同样为了进行第一次FFT,在T s内的采样次数n=2k(k为正整数),nf s1=nT s1≤T s(8) 3)采样方式与FFT有人认为在压地波脉冲期间不能采样,因为此时接收机处于关闭状态.因此仅接收期有采样数据,于是得到采样数据在压地波期间为若干个0的时间序列,应用特有的FFT方法来进行距离变换[9],然而这样一来采样序列又被人为地加了一次调制.实际上根据FM ICW解调原理,匹配滤波器等效带宽非常窄,O SM AR2000在ΔR= 2.5km时,Δf max=151Hz,而压地波重复频率为1q=13.2m s= 312.5Hz,被压地波调制的雷达回波通过带宽小于调制频率的接收机时,其输出已失去调制而成为连续波,故只需进行连续采样和标准FFT便可进行距离变换,得到回波的距离信息.5　零频干扰所谓零频干扰是指在系统输出的Doppler功率谱上,出现在零频附近的干扰.这里不是指由于岛屿或其它固定目标由于速度为零,而出现在零频处的响应;也不是指目标移动速度非常慢,以至其Doppler频谱接近于零所出现的回波,因为它们的特征在Doppler谱图上是一很窄的尖峰.零频干扰的特征表现在零频附近谱图的“基底”出现凸起,严重时使靠近零频两侧的的二阶谱出现畸变,影响风浪场的反演.若高频雷达仅用于探测海流,零频干扰不太严重时,可以不予理睬.美国CODAR公司的Seaso nde系统主要是探测海流的设备,从实测的Doppler谱图上可以看到零频干扰现象.但OS-M AR2000高频地波雷达要实现对风、浪、流场和低速移动目标的探测,零频干扰必须限制在一定水平上.它是衡量高频地波雷达重要的质量指标之一.零频干扰产生的原因很复杂,但可以从以下几方面入手解决:1)频率合成器的相位噪声是产生零频干扰的主要原因.O SM AR2000是相干脉冲Do ppler雷达,雷达输出反映目标与系统参考相位之间的相位信息.因为系统是相干的,各部分的频率漂移可以抵消,但相位噪声却不能相互抵消或补偿,相位噪声功率谱是在零频附近对称分布的,表现在接收机输出的噪声功率谱也将分布在零频附近.为了减少相位噪声,系统主振采用短期稳定度为1×10-11/s的HP1180D晶体振荡器,频率合成器采用DDS器件,以尽量降低频率合成器的相位噪声.2)接收机前端的附加电路影响不可忽视.在FM ICW体制中,为了收发共址,多通道接收机前端必须附加一些控制信号,如控制天线开关的收发控制脉冲信号.为了消除发射脉冲期间地波对接收机的干扰必须加压地波脉冲信号(bla nk pulse).由于这些信号对进入接收机的微弱雷达回波信号起调制作用,相应地这些附加信号的噪声也就转移到雷达回波上,严重时可以使雷达不能工作,收不到任何海洋回波.现场实验开始时,由于收发开关用了一个未经稳压的高压电源,使雷达连回波都收不到.实验证明要使零频干扰不影响正常工作,除了这些附加信号要稳定以外,电源只能用线性稳压电源,纹波电压小于1mV,同样加在接收机前端电路的压地波脉冲信号相位抖动必须严格控制.3)频率合成器中被发射脉冲调制的信号载漏指标应严格要求.相干雷达系统频率合成器设计,一般都是用一本振信号与接收机第一中频信号之差产生发射信号,并用发射脉冲去中断,得到FM ICW 发射信号.理想条件下,只有在发射期间系统才有发射信号输出,接收期间频率合成器不应泄露与接收信号频率相同和与接收机中频相同的杂散干扰信号,事实上由于调制器的载漏,总是有微弱干扰信号通过各种途径进入接收机,只要有零点几μV的信号就会形成干扰.严重时系统不能工作.实验证明,对与接收机一中频相同频率的信号在其产生时就要用发射脉冲控制,要求载漏抑制≥50dB.同时对发射信号要进行多级调制.在频率合成器输出端,发射信号的载漏抑制≥90dB.4)还有一个不容忽视的问题是要求收发开关在接收期间对发射机杂散输出的抑制度>40dB(实测为48dB),否则发射通道噪声和干扰也会影响雷达系统的输出.综上所述,采用雷达脉冲压缩技术和相控阵雷达技术的高频地波雷达OSM AR2000主要用于遥感海洋表面动力学参数——风、浪、流场.在研制过517第5期 杨子杰等:高频地波雷达总体方案及工程实施中的几个主要问题程中,尤其在实验现场逐步发现和解决上述问题,完善总体方案,通过现场实验和对比验证实验,在雷达发射平均功率100W,采用长120m的“一发八收”、收发共用小型相控天线阵,白天可实现大于200km 的海流和风向测量,100km的风速和浪高测量,达到合同规定的各项技术指标,顺利通过国家验收[10].进一步提高雷达检测能力,增大探测距离,采用小型化天线系统,用软件无线电思想研制高频地波雷达通用硬件平台,发展多用途高频地波雷达是今后研究的目标.参考文献:[1]　Shea rman E D R.Pro pag ation and Scatting in M F/HFGro und Wav e Radar[J].IE E Proceeding,1983,130(7):579-590.[2]　G AO Huo-tao,K E Heng-yu,W U Shi-cai,et al.Esti-ma tio n and Ana ly sis of HF Gro und W av e Rada r De-tecting Rang e[J].Modern Radar,1999,21(5):31-38(Ch).[3]　J er ry L Eav es,Edw ard K Reedy.Principles of Mod-ern Radar[M].Beij ing:Electro nic Industr y Pr ess,1991(Ch).[4]　Y AN G Shao-lin,K E Heng-yu,HO U J ie-cha ng,etal.Super-Reso lutio n O cea n Surface Cur rent Alg o-rithms for O SM AR2000Ba sed o n M U IC[J].JW uhan Univ(N at Sci Ed),2001,47(5):601-608(Ch).[5]　W U Xio ng-bin,W U Shi-cai,W EN B i-yang,et al.Applicatio n of M inimum V ara tio n M ethod in Ex tr act-ing Space Spec trum fr om W ide-Beam HF Gro undWav e 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Jie-chang,W EN Bi-yang,SHI Zhen-hua(Schoo l of Elec tro nic Info r ma tio n,W uhan U niv ersity,W uha n430072,Hubei,China) Abstract:Some impo rtant problem s in the system desig n a nd dev elopment of the HF Ground W av e Radar(GW R)O SM AR2000a re discussesd,concerning1)estim atio n o f GW R detectio n capabilities;2) frequency m odulated interrupted continuo us w av e(FM ICW)and pseudo noise phase mo dulatio n;3) m eans to oppress nea r-sea echo s;4)broad-beam phased a rray antenna a nd digital beam forming(DBF) technique;5)echo sig nal processing and zero-frequency interfere restricting appro aches;6)forming mode o f I/Q;7)eliminatio n of dista nce ov erlap and Doppler frequency ov erlap.In the fieldw ork in Chinese East Sea we fo und tha t by using120m long,8antenna in w hich one for transmitting a nd all8fo r receiving, O SM AR2000ca n detect current m ore than200km a way with120°aug ular cov erag e a nd a ng ular resolu-tionin of2°to5°in the day tim e,a nd wind and w ave at the dista nce o f100km.Our nex t research w ill con-centrate on antenna minia turizatio n and univ ersal GW R hardwa re pla tfo rm using softwa re radio technique as w ell as im prov e inversio n algo rithm fo r w ind a nd w av e.Key words:high frequency g round w av e radar(GW R);linea r frequency modula ted(chirp);phased a rray antenna;surface w ave518武汉大学学报(理学版)第47卷。