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一种高线性度混频器设计_吴楠

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低功耗高线性度的低噪声放大器及混频器设计与实现的开题报告

低功耗高线性度的低噪声放大器及混频器设计与实现的开题报告

低功耗高线性度的低噪声放大器及混频器设计与实现的开题报告一、研究背景和意义随着现代通信技术的不断发展，高性能的射频电路的需求不断提高。

低噪声放大器（Low Noise Amplifier，LNA）和混频器（Mixer）是射频电路中两个非常重要的模块，它们的性能直接影响整个射频电路的性能。

为了实现高速率和广带的通信，现代无线通信系统采用了高频率的信号传输，这就需要放大器和混频器在高频率范围内具有很高的增益和线性度。

其中，低噪声放大器是用来放大射频信号并提高信噪比的，而混频器则是将射频信号和本地振荡器（Local Oscillator，LO）结合起来产生中频信号（Intermediate Frequency，IF）的重要模块。

因此，低功耗高线性度的低噪声放大器和混频器的研究具有重要的理论意义和实际应用价值。

二、研究内容和方法本课题旨在设计和实现一种低功耗高线性度的低噪声放大器和混频器，主要涉及以下内容：1. 低噪声放大器设计：采用双极性晶体管作为放大器的工作元件，并采用共源极电路结构。

使用微波电路仿真软件ADS进行电路设计和优化，同时结合模拟仿真和数字仿真的方法进行电路的性能分析和测试。

2. 混频器设计：采用双平衡混频器结构，并采用有源混频器的设计方法。

通过改进混频器的电路结构和参数设计，实现低功耗和高线性度的需求。

3. 电路实现与测试：设计出低功耗高线性度的低噪声放大器和混频器的电路，并在射频测试台上进行实际测试和性能评估。

结果分析和总结。

本课题主要采用模拟仿真和数字仿真的方法进行电路设计和性能分析，并在实验室中利用射频测试台对电路进行测试和性能评估，得到较为准确的实验数据和性能指标。

同时，结合文献研究和理论分析，进行深入探究和总结。

三、预期成果和意义通过本课题的研究，预期可以实现低功耗高线性度的低噪声放大器和混频器的设计和实现，并获得较好的性能表现，为高频率射频电路的研究和发展提供重要支持。

这一研究成果将具有以下意义：1. 对高性能射频电路的研究和应用具有重要推动作用，为现代通信技术的发展做出积极贡献。

一种高线性度CMOS混频器的设计

一种高线性度CMOS混频器的设计

一种高线性度CMOS混频器的设计
吴明明;叶水驰
【期刊名称】《半导体技术》
【年(卷),期】2007(32)2
【摘要】采用线性化技术改进的混频器结构提高了线性度。

采用TSMC 0．18μm RF CMOS模型进行了电路仿真。

仿真结果:在电源电压为1．8 V时,输入三阶截断点(IIP3)为10．3 dBm,输入1 dB压缩点(P-1dB)为-3．5 dBm,增益为9．2 dB,单边带噪声系数为17 dB。

【总页数】4页(P117-120)
【关键词】双平衡混频器;互补金属氧化物半导体工艺;射频集成电路
【作者】吴明明;叶水驰
【作者单位】哈尔滨工业大学卫星技术研究所
【正文语种】中文
【中图分类】TN773
【相关文献】
1.一种高线性度CMOS有源混频器的设计 [J], 蔡新午;戴庆元;吴日新
2.一种1V 2.4G CMOS高线性度混频器 [J], 刘飞;王春华
3.一种高线性度共栅CMOS混频器的分析与设计 [J], 兰萍;冯炎
4.一种低噪声高线性度CMOS上变频混频器 [J], 金黎明;倪熔华;唐长文;闵昊
5.一种900MHz CMOS低压高线性度混频器的设计 [J], 危长明;陈迪平;陈弈星
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1_9GHz高线性度上混频器设计

1_9GHz高线性度上混频器设计
Fig.2 Circuit of multi 2tanh up 2 mixer
2 A LO Gm R L , 可见采用此结构有助于 Π 得到较高的变频增益。 由于MOS 管本身存在的非线性, 信号通过输入 [7] 级后会产生失真。 根据MOS 管 I 2 V 关系 : (V gs - V t ) 2 1 W Id = Λ0C ox 2 L 1+ Η(V gs - V t )
bb1
t +c o s2Π f
t)
通过输入级, 其输出小信号电流包含一阶信号 iin1 =
A
bb
∑g
i=1
ia
co s2Π f
5
ic
bb1
t
及 三 次 谐 波
bb1
i in3
=
图 3 (a ) g m 1 曲线; ( b ) 总 Gm 曲线 Fig; ( b ) Overall Gm versus
整个发射器的线性性能。实际运用中多采用 Gilbert 混 频器及改进的 Gilbert 单元结构 ( 如折叠 Gilbert 单元的结构[4] ) , 以达到较好的线性度。 文中设计了一种基于multi 2tanh [5] 线性化技术 的下边带抑制上混频器, 具有较高的线性度和一定 的增益。 由于测试仪器输入阻抗一般是50 8 , 而上混 频器的输出阻抗一般比较大, 因此为了便于进行测 试, 设计了高输入阻抗低输出阻抗的混频器输出级 以便在 50 8 系统中进行测量。 该输出级仅用于测 试, 在实际发射器应用中, 上混频器直接驱动功率预 放大器。电路采用 SMIC 0.35 Λ m CMOS 工艺实现。
Sicomm RF Technology , Inc., Shanghai ,200433, CHN )

高线性度有源混频器的设计

高线性度有源混频器的设计

高线性度有源混频器的设计李桂琴;宋树祥;岑明灿;刘国伦;谢丽娜【摘要】针对吉尔伯特混频器电路转换增益和线性度低的问题,设计了一个高转换增益﹑高线性度下变频有源混频器,其电路跨导级采用电流镜结构和第三阶跨导系数消除结构,通过设置晶体管工作在不同的区域,使得晶体管的第三阶跨导系数相互消除,以提高电路的转换增益和线性度.电路采用TSMC 0.18μm RF CMOS工艺.Cadence Spectre-RF软件仿真结果表明,在工作电压为1.2 V﹑射频频率为5.2 GHz﹑本振频率为5 GHz﹑中频频率为200 MHz时,所设计的混频器电路的转换增益为21.9 dB,噪声系数为16.5 dB,线性度(输入三阶交调点IIP3)为21.68 dBm,功耗为2.3 mW,转换增益由典型指标10 dB提升至21.9 dB,线性度由典型指标5 dBm提升至21.68 dBm.可见,所设计的混频器电路的转换增益和线性度得到有效改善.【期刊名称】《广西大学学报（自然科学版）》【年(卷),期】2018(043)006【总页数】7页(P2184-2190)【关键词】混频器;吉尔伯特;转换增益;Cadence;线性度【作者】李桂琴;宋树祥;岑明灿;刘国伦;谢丽娜【作者单位】广西师范大学电子工程学院,广西桂林 541004;广西师范大学电子工程学院,广西桂林 541004;广西师范大学电子工程学院,广西桂林 541004;广西师范大学电子工程学院,广西桂林 541004;广西师范大学电子工程学院,广西桂林541004【正文语种】中文【中图分类】TN7730 引言随着无线通信技术在手机、蓝牙、物联网等领域应用越来越广泛，对无线通信设备的要求也越来越高，因此，射频接收机成为当前的研究热点。

混频器作为射频接收机中的重要模块，对其性能要求很高，提高混频器的性能指标即可以提高射频接收机前端的性能指标[1-3]。

根据不同的国家应用，手机支持的 IEEE 802.11a 标准工作频段在4.9～5.85 GHz，国际 802.11a 标准的工作频率是5.2 GHz，因此，5.2 GHz 频率在混频器中的应用得到快速发展。

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摘 要 高线性度混频器是大动态接收系统的关键器件，其线性度的提高有利于扩展接收系统动态范围。通过对二极
管混频器的非线性分析，从理论上推导出增加二极管数量可以提高混频器线性度。基于理论分析结果，采用 GaAs pHEMT
工艺，设计了一 款 高 线 性 度 双 平 衡 混 频 器，射 频 频 率 0. 03 ～ 3 GHz，对 应 本 振 频 率 3. 95 ～ 6. 92 GHz，中 频 输 出 频 率
式中，g30 VＲF1 VＲF2 VIF2 /4 ＜ ＜ g11 VＲF1 ，则
iIF1 = g11 VＲF1 cosωIF1 t ，
（ 7）
iIM3
=
4
g31
v2 ＲF1
vＲF2
cosωLO
t
+
g30 vＲF1 vＲF2 vIF1
=
( g31 V2 ＲF1 VＲF2 /2 + g30 VＲF1 VＲF2 VIF1 /4 )·
62 2015 Ｒadio Engineering Vo1. 45 No. 3
1 二极管混频器线性度分析
对混频器中单个二极管，用连续非线性的分析
方法分析混频器的非线性特性及非线性产物。混频 器中二极管伏安特性［9］可表示为：
i = f（ v） = IS （ exp（ αv） － 1） 。
（ 1）
式中，IS 为二极管反向饱和电流； α 为常系数； v 为
线圈间的互感都会相应减小，耦合系数变小，导致插 入损耗性能的恶化。
③ 巴伦耦合线间距： 随着线间距的增大，初级 线圈与次级线圈的自感会减小，相互之间的耦合也 会减弱，造成耦合系数降低，插入损耗增大。单片螺 旋巴伦的线间距取工艺所能允许的最小距离。
④ 巴伦空心内径： 较大的内径会使片上螺旋巴 伦具有更好的性能，因为内径越大，反向电流所引起 的磁场抵消效应就会越小。但内径越大，巴伦所占 的单片面积就会越大。
0 引言
近年来，在电子侦察领域，随着高功率发射和干 扰设备不断激增，大动态接收机已经成为各军事强 国竞相发展的重要军事装备。高线性度混频器是大 动态接收前端的关键器件，其线性度指标直接影响 接收系统的动态范围［1 － 3］。
在众多种类的混频器中，二极管双平衡混频器 相比于二极管数量更少的单端混频器、单平衡混频 器，以其在线性度、端口隔离度和杂波抑制等方面的 优越性，在微波接收系统前端得到广泛应用［4］。典 型二极管双平衡混频器的设计较多［5 － 7］，但对其线 性度的分析不够透彻。本文通过对二极管混频器的 非线性分析［8］，从理论上推导出增加混频二极管数 量能够提高二极管混频器线性度，为混频器高线性 度设计提供明确理论依据。并基于理论分析结果及 双平衡结构，设计了一种环形多二极管串联的高线 性度混频器。
IMＲＲ'（ dB） = IMＲＲ（ dB） + 20 log10 N， （ 14） IIP3'（ dBm） = IIP3（ dBm） + 10 log10 N。 （ 15）
由式（ 12） 、式（ 13） 、式（ 14） 和式（ 15） 可知，混
频工作二极管每增加 1 倍，混频器三阶交调抑制比
增加 6 dB，输入三阶截点增加 3 dB。
电磁场与微波
doi： 10． 3969 / j． issn． 1003 － 3106． 2015． 03． 17
引用格式： 吴 楠，纪学军． 一种高线性度混频器设计［J］． 无线电工程，2015，45（ 3） ： 62 － 66．
一种高线性度混频器设计
吴 楠，纪学军
（ 中国电子科技集团公司第五十四研究所，河北 石家庄 050081）
式中，VLO ＞ ＞ VＲF1，VLO ＞ ＞ VIF1，可认为二极管工作点随 本振电压变化，二极管电流可展开成泰勒级数［10］：
i = f( vLO + vΔ ) = f( vLO ) + f ' ( vLO )vΔ +
1 2！
f
″(
vLO
) v2Δ
+
1 3！
f ( vLO )v3Δ
+…。
（ 4）
cos ( ωLO t － 2ωＲF1 + ωＲF2 )t 。
（ 8）
混频器三阶交调抑制比（ IMＲＲ） 可表示为：
IMＲＲ = iIF1 / iIM3 = 4g11 / ( 2g31 VＲF1 VＲF2 + g30 VＲF2 VIF1 ) 。
（ 9）
通常用输入三阶截点 （ IIP3 ） 衡量混频器线性
2IMＲＲ 。
（ 11）
由式 （ 11 ） 可知，当混频二极管数量增加 1 倍
时，混频器三阶交调抑制比为原来的 2 倍，对数表
示为：
IMＲＲ'（ dB） = IMＲＲ（ dB） + 6 dB，
（ 12）
IIP3'（ dBm） = IIP3（ dBm） + 3 dB。
（ 13）
同理，当混频二极管数量是原来 N 倍时，
2 混频器设计
采用双平衡结构［11］设计混 频 器，其 典 型 结 构 如图 1 所示，主要由混频核、巴伦和匹配电路组成。
图 1 双平衡混频器
2． 1 混频核 混频核由环形二极管电桥组成，单片中的二极
管由源极漏极相连的 pHEMT 器件构成，pHEMT 器 件的栅极作为二极管的正极，pHEMT 器件相连的源 极漏极作为二极管的负极。pHEMT 器件的栅宽决 定二极管的尺寸，是混频核主要的设计参数。在确 定栅宽时需要考虑二极管的寄生电阻、寄生电容以 及混频器与负载匹配难易程度等因素［1 2］。尺寸小 的二极管较容易匹配，但寄生电阻将会对转换增益 产生影响； 尺寸大的二极管的寄生电阻较小，但寄生 电容引起的寄生效应使二极管在高频时更难匹配， 又影响到了转换增益。在混频器设计中，混频二极 管尺寸的确定是混频核与巴伦级联后，变频损耗大 小与端口匹配难易程度的折中。
不变，则每个二极管上射频、中频信号功率为单二极
管工作时的一半，二极管上信号峰值电压为 V'ＲF1 =
VＲF1 / 槡2； V'ＲF2 = VＲF2 / 槡2； V'IF1 = VIF1 / 槡2，混频器三阶 交调抑制比为：
IMＲＲ' = i'IF1 / i'IM3 = 8g11 / （ 2g31 VＲF1 VＲF2 + g30 VＲF2 VIF1 ） =
度，IIP3 值越大，混频器线性度越高。IIP3 表示为：
IIP3 ( dB) = Pin ( dBm) + IMＲＲ /2 ( dB) 。 （ 10）
式中，Pin 为混频器射频输入信号功率。 当混频二极管数量加倍时分析混频器非线性特
性。设混频器输入输出匹配状态、输入端 2 个射频
输入信号功率不变，且GHz，输入三阶截点大于 25 dBm，本振到中频、本振到射频的隔离度均大于 37 dB，单片面积 1. 5 mm × 1. 1 mm。
关键词 混频器； 高线性； 输入三阶截点； 隔离度
中图分类号 TN773
文献标识码 A
文章编号 1003 － 3106（ 2015） 03 － 0062 － 05
二极管上各信号电压的和，主要包括本振电压 vLO 、
射频信号电压 vＲF 和中频信号电压 vIF 。
当分析二极管混频器的三阶交调失真时，混频
器输入双音信号 vＲF1 和 vＲF2 ，混频二极管上电压为：
v = vLO + vΔ 。
（ 2）
式中，vΔ = vＲF1 + vＲF2 + vIF1 + vIF2 。 二极管工作电流：
系数。
展开式（ 4） ，为简化分析，忽略二极管上三阶以
上高阶谐波和高阶交调产物。二极管中主要分析中
频电流 iIF1 和三阶交调电流 iIM3 ：
iIF1 = 2g11 vＲF1 cosωLO t + g30 vＲF1 vＲF2 vIF2 =
( g11 VＲF1 + g30 VＲF1 VＲF2 VIF2 /4 )cosωIF1 t 。 （ 6）
i = IS ( exp( α( vLO + vΔ ) ) － 1 ) 。
（ 3）
式中，
收稿日期： 2014-12-09 基金项目： 国家部委基金资助项目。
电磁场与微波
vLO = VLO cosωLO t ； vＲF1 = VＲF1 cosωＲF1 t ； vＲF2 = VＲF2 cosωＲF2 t ； vIF1 = VIF1 cosωIF1 t ； ωIF1 = ωLO － ωＲF1 ； vIF2 = VIF2 cosωIF2 t ； ωIF2 = ωLO － ωＲF2 。
Design of a Highly Linear Mixer
WU Nan，JI Xue-jun
（ The 54th Ｒesearch Institute of CETC，Shijiazhuang Hebei 050081，China） Abstract Highly linear mixer is the key component of high dynamic receiving system． Improvement of linearity is in favour of extending the dynamic range of the system． A method of improving the linearity of mixers by increasing the amount of diodes is inferred theoretically by means of the nonlinear analysis of diode mixers． Based on the result of theoretical analysis，ahighly linear double balanced mixeris designed using a GaAs pHEMT process，operating in the frequency range from 0． 03 ～ 3 GHz． The corresponding local oscillator frequency is 3． 95 ～ 6． 92 GHz． The mixer can achieve an input third order intercept point greater than 25 dBm at a fixed intermediate frequency of 3． 92 GHz，while LO to IF and LO to ＲF isolation are both larger than 37 dB． The chip size is 1． 5 mm × 1． 1 mm． Key words mixer； highly linear； input third order intercept point； isolation