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DCAC逆变器的制作一、材料准备1.N沟道MOSFET（IRF510）x42.电容（100uF，220uF）x13.电感（10mH）x14.整流桥整流器x15.电容（100nF）x16.电容（0.1uF）x17.二极管（1N5408）x48.电阻（1KΩ，10KΩ）x29.变压器（12V/220V）x110.电源开关x111.端子x2二、电路设计原理图中的MOSFET被分为两个组，分别负责开关和逆变的功能。
当开关组的MOSFET关闭时，逆变组的MOSFET打开，此时正负电压在电感和电容上形成振荡，将12V直流电源转换为110V的交流电源。
三、电路组装1.将电容、电感和原理图中的组件按照图纸连接好，注意接线的正确性和稳固性。
2.将四个IRF510MOSFET插入电路板上对应的焊接孔中，确保焊接牢固。
3.将整流桥整流器、电容和二极管焊接在电路板上，连接好输入输出端子。
4.依照图纸连接好所有的电阻和电容，并将所有的接线焊接好。
5.检查所有接线是否正确，没有接错或短路的情况。
6.连接变压器输入端子和电源开关，进行最后的调试和测试。
四、测试1.将直流电源连接到输入端子，打开电源开关。
2.使用万用表测量输出端子的电压，检查是否输出110V的交流电压。
3.用灯泡或其他负载测试逆变器的输出功率和稳定性。
4.如果在测试过程中出现问题，检查电路连接是否正确，MOSFET是否发热或短路等情况。
五、安全注意事项1.在制作和测试逆变器时，务必注意绝缘和防触电措施，避免电击事故的发生。
2.在测试逆变器时，避免将电源连接错误或短路，以免对电路元件造成损坏。
3.使用逆变器输出交流电源时，需要注意接线正确性和安全使用电器设备。
六、总结通过制作这样一台简易的DCAC逆变器，我们可以了解逆变器的工作原理和电路设计，培养实践能力和动手能力。
相信通过不断地学习和实践，我们可以制作出更高效、更稳定的逆变器，满足不同领域的需求。
希望本文对您有所帮助，谢谢阅读！。
dc ac逆变器电路图dcac逆变器电路图这里介绍的逆变器（见图）主要由MOS场效应管，普通电源变压器构成。
其输出功率取决于MOS场效应管和电源变压器的功率，免除了烦琐的变压器绕制，适合电子爱好者业余制作中采用。
下面介绍该逆变器的工作原理及制作过程。
电路图工作原理这里我们将详细介绍这个逆变器的工作原理。
方波信号发生器（见图3）这里采用六反相器CD4069构成方波信号发生器。
电路中R1是补偿电阻，用于改善由于电源电压的变化而引起的振荡频率工作原理这里我们将详细介绍这个逆变器的工作原理。
方波信号发生器（见图3）这里采用六反相器CD4069构成方波信号发生器。
电路中R1是补偿电阻，用于改善由于电源电压的变化而引起的振荡频率不稳。
电路的振荡是通过电容C1充放电完成的。
其振荡频率为f=1/2.2RC。
图示电路的最大频率为：fmax=1/2.2×3.3×103×2.2×10-6=62.6Hz;最小频率fmin=1/2.2×4.3×103×2.2×10-6=48.0Hz。
由于元件的误差，实际值会略有差异。
其它多余的反相器，输入端接地避免影响其它电路。
场效应管驱动电路由于方波信号发生器输出的振荡信号电压最大振幅为0~5V，为充分驱动电源开关电路，这里用TR1、TR2将振荡信号电压放大至0~12V。
如图4所示。
MOS场效应管电源开关电路。
这是该装置的核心，在介绍该部分工作原理之前，先简单解释一下MOS 场效应管的工作原理。
图5MOS 场效应管也被称为MOS FET，既Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor（金属氧化物半导体场效应管）的缩写。
它一般有耗尽型和增强型两种。
本文使用的为增强型MOS 场效应管，其内部结构见图5。
它可分为NPN型PNP型。
NPN型通常称为N沟道型，PNP型也叫P沟道型。
第五章直流—交流（DC—AC）变换5.1 逆变电路概述5.1.1 晶闸管逆变电路的换流问题DC—AC变换原理可用图5-1所示单相逆变电路来说明，其中晶闸管元件VT1、VT4，VT2、VT3成对导通。
当VT1、VT4导通时，直流电源E通过VT1、VT4向负载送出电流，形成输出电压左（+）、右（-），如图5-1（a）所示。
当VT2、VT3导通时，设法将VT1、VT4关断，实现负载电流从VT1、VT4向VT2、VT3的转移，即换流。
换流完成后，由VT2、VT3向负载输出电流，形成左（-）、右（+）的输出电压，如图5-1（b）所示。
这两对晶闸管轮流切换导通，则负载上便可得到交流电压，如图5-1（c）波形所示。
控制两对晶闸管的切换导通频率就可调节输出交流频率，改变直流电压E的大小就可调节输出电压幅值。
输出电流的波形、相位则决定于交流负载的性质。
图5-1 DC—AC变换原理要使逆变电路稳定工作，必须解决导通晶闸管的关断问题，即换流问题。
晶闸管为半控器件，在承受正向电压条件下只要门极施加正向触发脉冲即可导通。
但导通后门极失去控制作用，只有使阳极电流衰减至维持电流以下才能关断。
常用的晶闸管换流方法有：（1）电网换流（2）负载谐振式换流（3）强迫换流5.1.2 逆变电路的类型逆变器的交流负载中包含有电感、电容等无源元件，它们与外电路间必然有能量的交换，这就是无功。
由于逆变器的直流输入与交流输出间有无功功率的流动，所以必须在直流输入端设置储能元件来缓冲无功的需求。
在交—直—交变频电路中，直流环节的储能元件往往被当作滤波元件来看待，但它更有向交流负载提供无功功率的重要作用。
根据直流输入储能元件类型的不同，逆变电路可分为两种类型：图5-4 电压源型逆变器图5-5 无功二极管的作用1．电压源型逆变器电压源型逆变器是采用电容作储能元件，图5-4为一单相桥式电压源型逆变器原理图。
电压源型逆变器有如下特点：1）直流输入侧并联大电容C用作无功功率缓冲环节（滤波环节），构成逆变器低阻抗的电源内阻特性（电压源特性），即输出电压确定，其波形接近矩形，电流波形与负载有关，接近正弦。
dcac逆变器工作原理
DC-AC逆变器是一种将直流电源转换为交流输出的装置。
其
工作原理基于以下几个步骤：
1. 直流输入：逆变器的输入是来自直流电源，如电池或太阳能电池板产生的直流电。
2. 调整和控制：逆变器先对输入直流电进行调整和控制，以确保电压和频率等符合交流电的要求。
3. 交流输出：调整后的直流电通过一个逆变器电路被转换为交流电。
逆变器电路通常由一组晶体管或场效应晶体管构成。
4. 输出过滤：输出的交流电通常需要进行滤波处理，以消除噪音和谐波，并确保电流和电压的稳定性。
总的来说，DC-AC逆变器的工作原理是将直流电转换为需要
的交流电输出，通过调整电压、频率和波形来满足应用的需求。
DC/AC逆变器,DC/AC逆变器的基本原理背景知识：DC/AC逆变技术能够实现直流电能到交流电能的转换，可以从蓄电池、太阳能电池等直流电能变换得到质量较高的、能满足负载对电压和频率要求的交流电能。
DC/AC逆变技术在交流电机的传动、不间断电源(UPS)、变频电源、有源滤波器、电网无功补偿器等许多场合得到了广泛的应用。
DC/AC逆变技术的基本原理是通过半导体功率开关器件(例如SCR,GTO，GTR,IGBT 和功率MOSF ET模块等)的开通和关断作用，把直流电能变换成交流电能，因此是一种电能变换装置。
由子是通过半导体功率开关器件的开通和关断来实现电能转换的，因此转换效率比较高。
但转换输出的波形却很差，是含有相当多谐波成分的方波。
而多数应用场合要求逆变器输出的是理想的正弦波，因此如何利用半导体功率开关器件的开通和关断的转换，使逆变器输出正弦波和准正弦波就成了DC/AC逆变器技术发展中的一个主要问题。
基本原理：常用逆变器主电路的基本形式有两种分类方法：按照相数分类，可以分为单相和三相；按照直流侧波形和交流侧波形分类，可以分为电压型逆变器和电流型逆变器。
具体如下：DC/AC逆变器按拓扑结构划分，分为Buck型DC/AC逆变器，Boost型DC/AC逆变器，Buck-Boost型DC/AC逆变器。
1，Buck型D C/AC逆变器Buck型D C/AC逆变器电路基本拓扑如图所示。
采用了两组对称的Buc k电路，负载跨接在两个Buck变换器的输出端，并以正弦的方式调节Bu ck变换器的输出电压，进行DC/AC的变换。
它包括直流供电电源Vm，输出滤波电感L1和L2，功率开关管S1-S4 。
滤波电容C1和C2，续流二极管D1-D4，以及负载电阻R。
高压大功率DC/AC拓扑的分类、常用结构与应用领域DC /AC逆变器是应用功率半导体器件 ,将直流电能转换成恒压恒频交流电能的一种静止变流装置 ,供交流负载用电或与交流电网并网发电。
Mr. Espelage于1977年提出了可变高频环节逆变技术新概念该系统由一个并联逆变器和十二个晶闸管组成的周波变换器构成 ,具有简单的自适应换流、高频电气隔离、独立的有功能量和无功能量控制、固有的四象限工作能力等优点。
目前，我国采用的变频调速装置基本上都是低压的，即电压为380～690V，而在节能方面起着更主要作用的高电压大容量变频器在我国尚处于起步阶段。
是什么原因阻碍了高压大功率变频调速技术的应用呢？主要原因一是大容量（200kW以上）电动机的供电电压高（6kV或者10kV），而电力电子器件的耐压等级和所承受的电流的限制，造成了电压匹配上的困难；二是高压大功率变频调速系统技术含量高，难度大，成本高，而一般的风机、水泵等节能改造项目都希望低投入、高回报，较少考虑社会效益和综合经济效益。
这两个原因使得高压变频调速技术的发展和推广受到了限制，因此，提高电力电子变流装置的功率容量，降低成本，改善其输出性能是现代电力电子技术的重要发展方向之一，也是当前世界各国相关行业竞相关注的热点，为此，国内外各变频器生产厂商八仙过海，各有高招，虽然其主电路结构不尽一致，但都较为成功地解决了高压大容量这一难题。
1.大功率电力电子变流装置的拓扑学进展近年来，各种高压变频器不断出现，可是到目前为止，高压变频器还没有像低压变频器那样具有近乎统一的拓扑结构。
根据高压组成方式，可分为直接高压型和高— 低— 高型；根据有无中间直流环节，可以分为交— 交变频器和交— 直— 交变频器。
在交— 直—交变频器中，根据中间直流滤波环节的不同，又可分为电压源型( 也称电压型) 和电流源型( 也称电流型) 。
高— 低—高型变频器采用变压器实行降压输入、升压输出的方式，其实质上还是低压变频器，只不过从电网和电动机两端来看是高压的，这是受到功率器件电压等级限制而采取的变通办法。
DC/DC变换器与DC/AC逆变器连接问题的研究1概述随着各种各样的逆变电源的应用越来越广泛，对逆变器的研究也日益深入。
目前，应用最多的为输出工频220V的逆变器，它广泛应用在各种不间断电源(UPS)、小型太阳能逆变电源及通讯用逆变电源中。
现在的逆变器一般都带有前级DC/DC变换器，原因包括以下几个方面：(1)为了达到交流220V的输出，逆变器直流侧输入电压幅值至少为315V。
除很少数情况外，一般逆变电源的输入电压都远低于此值。
这样，为了达到输入输出电压的匹配，增加一级DC/DC升压电路。
(2)一般电源都要求输入输出电气隔离。
一种方法是在交流输出侧采用工频变压器隔离，但这样做增加了电源本身的体积和成本。
另一种方法就是增加一级DC/DC隔离变换器。
由于采用高频隔离，大大降低了电源的体积和成本。
(3)大多数逆变电源的输入为交流电网。
如果采用直接整流滤波的方式，输入功率因数很低。
为了提高输入功率因数，逆变器前级需要增加功率因数校正电路。
(4)在一些对输出电压质量要求不是太高的的场合，如家用太阳能、风能逆变电源，为了降低成本，提高可靠性，逆变器本身采用开环控制。
为了达到输出稳压的目的，要求逆变器的输入电压是非常稳定的直流电压。
这样，逆变器前级必须是闭环控制的DC/DC稳压变换器。
对于直流变换器来说，逆变器是一个特殊的非线性负载，它直接影响前级DC/DC变换器的稳压效果。
反过来，又进一步影响到逆变器的交流输出效果。
本文针对所研制的小型太阳能、风能逆变电源，研究了两级变换器连接中存在的问题，提出了一种实用的解决方法。
2逆变器的输入特性研究典型的逆变器主电路结构如图1所示。
为了减小输出谐波，逆变器一般都采用双极性SPWM调制，即逆变桥的对管是互补高频开通和关断的。
由于后级滤波电感Lf存在，电感电流为输出低频交流电，每半个周波内电感电流iL方向保持不变。
这样就造成逆变桥输入电流为高频交变电流，具体如下：当iL为正时，S2、S3导通输入电流iin为正，S1、S4导通输入电流iin为负；当iL为负时，S2、S3导通输入电流iin为负，S1、S4导通输入电流iin为正。
第三章逆变控制器的组成及工作原理
DC-AC变换结构：
DC-AC全桥变换的基本原理如上图所示，Ud为直流电压,V1,V2,V3,V4为可控开关。
当V1,V4导通V2,V3断开时，负载端电压Us为上正下负。
反之，当V2,V3导通V1,V4断开时，负载端电压Us为下正上负。
Spwm调制介绍
随着逆变器控制技术的发展，电压型逆变器出现了多种变压、变频控制方法。
目前采用较多的是正弦脉宽调制调制技术，即SPWM 控制技术。
SPWM（Sinusoidal Pulse Width Modulation）技术，是指调制信号正弦化的 PWM技术。
由于其具有开关频率固定、输出电压只含有固定频率的高次谐波分量、滤波器设计简单等一系列优点，SPWM 技术已成为目前应用最为广泛的逆变用 PWM 技术。
SPWM （正弦脉宽调制）应用于正弦波逆变器主要基于采样控制理论中的一个结论:冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上，效果基本相同。
图3-1是将正弦波的半个周期分成等宽(π/N)的N个脉冲，(b)是N个宽度不等的矩形脉冲，但矩形中点与正弦等分脉冲中点重合，并且矩形脉冲的面积和相应正弦脉冲面积相等。
图3-1 数字PWM控制基本原理
SPWM 技术按工作原理可以分为单极性调制和双极性调制。
单极性调制的原理如图3-2(a),其特点是在一个开关周期内两只功率管以较高的开关频率互补开关，保证可以得到理想的正弦输出电压；另两只功率管以较低的输出电压基波频率工作，从而在很大程度上减少了开关损耗。
但并不是固定其中以个桥臂始终工作在低频，而是每半个周期切换工作，即同一桥臂在前半个周期工作在低频，而后半个周期工作在高频。
这样可以使两个桥臂的工作状态均衡，器件使用寿命更均衡，有利于增加可靠性。
2) 双极性调制
双极性调制的原理如3-2(b)，其特点是四个功率管都工作在较高的频率(载波频率)，虽然能够=得到较好的输出电压波形，但是其代价是产生了较大的开关损耗。
图 3-2(a) 单极性spwm调制 (b)双极性spwm调制
采用了单极性spwm 的调制方式。
Spwm的软件实现：
TMS320F2812的EV单元介绍：
TMS320F2812 dsp 内部集成了两个事件管理器单元（EV A，EVB），所谓事件管理器单元，可以理解成为定时+动作，即在预先设定的时刻完成指定的动作，如在1us时刻将管脚拉高，在2us时刻将其拉低。
TMS320F2812 的EV A和EVB各具有6路PWM信号输出，分别为EV A的PWM1~PWM6，以及EVB的PWM7~和EVB的功能完全一致，下面以EV A为例详细介绍EV单元产生PWM的原理。
EV A的6路PWM信号，对应于芯片的PA0~PA5引脚。
这6路信号可分为3组，分别为第一组PWM1和PWM2，第二组PWM3和PWM4，第三组PWM5和PWM6。
PWM信号的周期决定于EV A的定时器周期，各路信号的占空比决定于相应的比较单元的值。
EV A包括三个比较单元：CMPR1，CMPR2，CMPR3。
同一组的PWM信号，对应于同一个比较单元。
即CMPR1决定PWM1和PWM2的占空比；CMPR2决定PWM3和PWM4的占空比；CMPR3决定PWM5和PWM6的占空比。
同一组的两个PWM信号还能通过其控制寄存器设置其动作为相同或者互补。
如要产生两路互补，死区时间为1us，占空比分别为20%和80%，频率为75KHz的pwm 信号，可对EV A单元配置如下：
1，根据所需信号的频率，设置EVA定时器的计数频率为75Mhz，计数周期T1PR 为75MHz/75KHz=1000；
2，根据占空比，设置CMPR1（使用PWM1和PWM2）的值为 1000*20%=200；
3，根据死区时间长度设置死区定时器的计数频率为75MHz, 死区定时器周期为75;
4，根据要求互补设置PWM1为高有效，PWM2为低有效。
利用EV单元产生spwm：
spwm是周期不变，占空比按正弦规律变化的pwm信号。
通过上面的介绍可以知道，周期不变即保持计数周期T1PR不变；占空比按正弦规律变化，即比较值CMPR1按正弦规律变化。
用SPWM调制的方法将311V直流高压调制成50Hz,220V正弦交流电压的过程中，SPWM被称为载波。
若载波频率为16KHz，则每个周期的载波数为16KHz/50Hz=320，又由于上半周期和下半周期的变化规律相同，均为（sin 0*幅值）~(sin π*幅值）的变化，因此每半周期需要160个载波，且第i个载波周期的占空比应为sin((i/160)*π)。
基于以上思想，利用dsp产生spwm的基本思路如下：先设置好载波频率，计数器采用先向上后向下的计数方式，在每次计数值达到载波周期时，重置CMPR1的值，在半周期结束后切换方向。
DC-AC硬件结构：
上图中Udc 是前级Boost电路产生的直流高压，约350V左右，T1~T4为四个功率开关管IGBT，LC为AC滤波元件。
控制器发出Spwm脉冲经隔离驱动模块放大，驱动T1~T4以控制开关管通断。
在中，控制器采用TMS320F2812 DSP，隔离驱动模块采用IR2110s，T1~T4采用IRF740.有关TMS320F2812 DSP的内容，第一章已做了详细介绍，这里不再赘述。
IGBT驱动模块介绍
IR2110S可以直接驱动高端和低端大功率场效应管，使半桥或全桥电路的驱动电路大大简化。
IR2110 器件的自身保护功能非常完善，对于低压侧通道，当 VCC 低于规定
值（如）时，欠压锁定将会阻断任何一个通道工作；对于高压侧通道，当 VS 和
VB 之间的电压低于限定值（如）时欠压自锁会关断栅极驱动。
由于MOSFET器件的栅极具有容性输入特性，即它们通过提供一些电荷给栅极而导通，而不需要提供电路。
所以可以利用IR2110的VB和VS之间的外接电容C35和VB脚的二极管D22通过自举原理构成隔离电路，从而减少所需的驱动电源数量。
IR2110 用于自举电路的原理如图3-18所示，该电路可以驱动同一桥壁的上下管。
图中C35、D22分别为自举电容和二极管，C37和C39为VCC的滤波电容。
假定在T1关断期间C1已充到足够的电压（VC1≈VCC）。
当HIN为高电平，LIN为低电平时，T2关断，VC35 上的电压加到T1的门极和发射极之间，使T1导通。
当HIN为低电平，LIN为高电平时，T2导通，C35充电，下一个周期时，C35再加到ＶＢ和ＶＳ之间，如此循环。
= IGBT 和PM（POWER MOSFET）具有相似的门极特性。
开通时，需要在极短的时间内向门极提供足够的栅电荷。
假定在器件开通后，自举电容两端电压比器件充分导通所需要的电压（10V，高压侧锁定电压为）要高；再假定在自举电容充电路径上有的压降（包括VD1 的正向压降）；最后假定有 1/2 的栅电压（栅极门槛电压 VTH 通常 3～5V）因泄漏电流引起电压降。
综合上述条件，工程应用一般取：C1 > 2Qg/
IRF740 充分导通时所需要的栅电荷 Qg=300nC（可由特性曲线查得），
VCC=12V，那么：
C1=2×300/(12-10-1.5)=
实际中可取 C1=μF 或更大一点的，且耐压大于 25V 的钽电容。
IR2110自举电路
IGBT介绍：
采用的IGBT为IRF740.其漏源之间电压可高达500V，源极电流10A以上。
栅源电压10V左右即可导通。
输出滤波器设计
典型的滤波器是一种低通滤波器,它充分抑制高频成分通过,使低频成分畅通。
LC滤波器的性能主要由电抗L1和电容C1之间的
谐振频率决定,LC 谐振频率为f c =2π√L1C1
为了使输出电压更接近正弦波,同时又不会引起谐振,谐振频率必须要远小于电压中所含有的最低次谐波频率,同时又要远大于基波频率"为了达到比较优良的性能,应满足以下关系
10f 1<f c <f s /10
其中,f 为滤波器的谐振频率,f 1为基波频率,f s 为载波频率。
根据上式，如果基波频率为50Hz,则载波频率f s 可达到以上5KHz 以上
输出滤波电感最小值由流过电感的允许电流纹波决定，一般取 10~20%的额定电流。
这里取 15%，在 220V/1kW 的情况下有：
ΔI Max = 20%×
1000220 = 0.91A 电感的状态满足下式：
ΔI L= VDC−U0(T)L ×D
fc
式中， fc ——输出电压载波频率
D ——开关占空比
VDC ——直流母线电压
Uo(t)——输出电压
根据单极性倍频 SPWM 调制的原理，由于开关频率远远大于输出频率，所以有：
进一步可求得：
本设计中，V DC =360V， f c = 16kHZ, ΔI Max =0.91A 有
L≥
根据2π LC =10/f c，可进一步求得C=，本设计中取4uF。
