华 伟 1965年生,1990
年获北京工业大学功率半
导体器件专业工学硕士学位,副教授,从事新型电力电子器件应用及开关功率变换器的教学和科研工作。
设计与研究
30k W 电流模式PWM 控制的
DC DC 功率变换器
北方交通大学(北京100044) 华 伟
摘 要:新型30k W 电流模式P WM 控制的功率变换器采用N PT -IGBT 器件,无需串联隔直防偏磁电容,使用有源斜坡补偿技术,效率达到90%,具有极好的动态响应、过流保护及模块均流并联性能,是一种具有极大功率扩容(可达到100k W )潜力并易于工程化实现的IGBT 功率变换器。
关键词:电流模式 IGBT 全桥拓扑 开关模式整流器 变换器
收修改稿日期:1999203215
30k W curren t m ode P WM con trolled DC DC power converter
N o rthern J iao tong U n iversity (B eijing 100044) Hua W e i
Abstract :P resen ted in the paper is a novel 30k W cu rren t mode P WM con tro lled pow er converter .T he converter ,of w h ich the efficiency reaches 90%,app lies N PT -IGBT device and an active slope compen sati on techno logy w ith no need to series connect a DC b lock ing and b ias 2p roof capacito r .It featu res excellen t dynam ic respon se ,over 2cu rren t p ro tecti on ,parallel modu le cu rren t equalizati on ,very h igh pow er expan si on po ten tial (as h igh as 100k W )as w ell as easy engineering realizati on .
Key words :cu rren t mode ,IGBT ,fu ll 2b ridge topo logy ,S M R ,converter .
近年来,随着新型电力电子器件的飞速发展,
10k W 以上的直流功率变换器已从SCR 的低频相控整流器方式发展为IGB T 的高频DC DC 开关功率变换器方式。国外的DW A 、GEC -AL STON 、AD tranz 、ABB
[1]
等公司也于近年研制出各自的IGB T DC DC 充电机,主要用于高速电气化列车及地铁列车。IGB T
DC DC 充电机的重量、
体积大幅度减小,性能明显改善,但要实现15k W ～200k W 的DC DC 高频开关功率变换,存在许多技术问题需要解决。下面根据30k W IGB T DC DC 充电机的研制情况,对有关技术问题进行分析研究。
1 主电路及控制方案
(1)主电路原理图
不同的DC DC 功率变换器拓扑及PWM 控制方法可以构成许多不同的主电路及控制方案[2]。根据技
术的成熟程度、工程化实现难度、装置的性能要求、系列化功率扩容考虑、长期可靠性要求等,在设计30k W IGB T DC DC 充电机时,选择了电流模式PWM 控制
的全桥拓扑(无隔直电容)功率变换器方案。功率变换器的工作频率约为20kH z 。主电路原理如图1所示。
其中C 2为母线单电容型snubber 电路,CT 为检测一次侧电流用的电流互感器。此一次侧电流信号用作电流模式PWM 反馈控制
。
图1 IGBT DC DC 充电机用功率变换器主电路原理图
(2)控制系统原理方框图
控制系统原理如图2所示。这是一个由110V 输出电压控制的电压外环及电流互感器CT 所检测的一次侧电流内环构成的双闭环反馈系统。斜坡补偿电路是电流模式PWM 控制的大占空比双端开关电源电路是为防止次谐波振荡所必需的。反馈补偿网络用以控制电压反馈闭环的稳定性。A 、B 两路驱动信号分别提供给图1中的两路对角线IGB T V 1、V 3和V 2、V 4。
1999年第5期机 车 电 传 动№5,1999
1999年9月10日EL ECTR I C DR I V E FOR LOCOM O T I V E Sep .10,1999
图2 电流模式PWM 控制系统原理方框图
2 电流模式PWM
斜坡补偿与电路实现原理
(1)电流模式PWM 斜坡补偿的必要性
电流模式PWM 控制方法有自动对称抗偏磁纠正、输入电压波动的前馈自动调节、内在限流、闭环补偿设计简单、负载响应速度快、容易整机均流并联等诸多优点。其主要缺点是当占空比超过0.5时容易发生次谐波振荡及对噪声相对比较敏感,这可通过斜坡补偿(slop e com p en sati on )技术及对二次侧电感L 的调整解决(见图3)。从本质上讲,开关电源要实现一定输入电压及负载条件下的稳定电压输出,必须通过控制脉冲宽度来控制二次侧输出电感的平均电流大小。但是,电流模式PWM 控制的是高频变压器的一次侧峰值电流大小,而一次侧峰值电流大小不仅与输出电感平均电流有关,还与占空比有关,也就是说,电流模式PWM 控制如果仅仅控制一次侧峰值电流大小,那么
当占空比随输入电压及输出负载变化而变化时,输出电压闭环反馈控制因为不具有一一对应关系将发生次谐波振荡。
图3 电流模式PWM 斜坡补偿波形原理示意图
(2)电流模式PWM 斜坡补偿电路原理
电流模式PWM 控制是在控制器的一次侧电流检测处增加适当的斜坡补偿,以有效地防止次谐波振荡。可以证明,当占空比大于0.5时为保证控制系统稳定性,补偿斜坡的斜率一定要大于等于输出电感下斜波斜率的一半。当占空比小于0.5时虽然不发生次谐波
振荡,能够稳定工作,但是一次侧电流的峰值过大,脉冲宽度较小,不能充分利用开关器件IGB T 的电流容量。
3 无隔直电容全桥功率变换器偏磁问题
全桥拓扑是最理想的较大功率DC DC 功率变换器拓扑。但是如果采用电压模式PWM 控制,那么高频变压器的直流偏磁问题就会成为全桥拓扑广泛应用的较大障碍。在高频变压器一次侧串联隔直防偏磁电容虽然较为简单有效,但对此电容性能,尤其对较大功率
DC DC 功率变换器性能要求较高。
电流模式PWM 控制的无隔直电容全桥功率变换器能够有效地解决偏磁问题,但要求控制电路复杂。
(1)全桥功率变换器偏磁来源及危害
由于全桥功率变换器常工作于较高的直流母线电压(例如600V ),两路对角线IGB T 的导通时间只要略有差异(例如0.3Λs ),就会在高频变压器的一次侧形成180V ・Λs 的直流偏磁量。多个脉冲的积累,必然造成高频变压器单向饱和,单向不承受电压,使得偏磁一路上的两个IGB T 处于类似于桥臂短路状态。由于此短路持续时间很短,难于保护,因此,偏磁的最终结果是使得IGB T 过流跳保护甚至短路烧毁。
(2)无隔直电容电流模式PWM 控制全桥功率变换器抗偏磁分析
电流模式PWM 控制具有两道抗偏磁过流防线。第一道由误差电压控制一次侧峰值电流的动态反馈调节实现,能保证误差电压信号变化较小时将两路IGB T 一次侧电流峰值调节为一致,此调节作用经图3所示的斜坡补偿后效果更为显著。第二道是由逐个脉冲非锁定限流关断功能实现,其触发阈值较高,可保证误差电压信号变化较大时对两路IGB T 一次侧电流峰值中的较大值进行抑制调节,并逐步恢复到误差电压信号变化较小调节状态。
4 电流模式PWM 反馈闭环稳定性分析
(1)电流模式PWM 控制全桥功率变换器传递函
数
根据电流连续导通模式状态下电流模式PWM 控制BU CK 型功率变换器“简化小信号等效电路模
型”[3],控制到输出的传递函数
G (s )=R K
(1+K )1+SCR K
(1+K )・M 式中:M =N CT N p N s R sense ,K =2L R T ,R =V OU T I OU T ,T =12・1
f
;
N CT ——一次侧电流互感器CT 的匝数;
N p N s ——高频变压器匝比;R sense ——电流取样电阻;
机 车 电 传 动
1999年
