反激变压器设计实例
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反激变压器计算实例
技术要求：输入电压Vin：90-253Vac输出电压Vo：27.6V输出电流Io：6A输出功率Po：166W效率η：0.85输入功率Pin：195W一、输入滤波电容计算过程：上图为整流后滤波电容上电压波形，在最低输入电压下，如果我们想在滤波电容上得到的电压Vdc为115V，则从上图可以得到:Vpk=90*1.414=127VVmin=Vdc-(Vpk-Vdc)=103V将电源模块等效为一个电阻负载的话，相当于在T3时间内电容对恒定功率负载进行放电，电容电压降低（Vpk-Vmin）V。
Idc*T3=C*△V其中：△V=Vpk-Vmin=127-103=24V关键部分在T3的计算，T3=t1+t2，t1为半个波头，时间比较好算，对于50Hz的交流来说，t1=5mS，然后就是计算t2,其实t2也很好计算，我们知道交流输入电压的公式为Vx=Vpksinθx，根据已知条件，Vx=103V，Vpk=127V，可以得到θx=54度，所以t2=54*10ms/180=3mS，T3=t1+t2=8mS。
C=1.7*8/24=0.57mF=570uF二、变压器的设计过程变压器的设计分别按照DCM、CCM、QR两种方式进行计算，其实QR也是DCM的一种，不同的地方在于QR的工作频率是随着输入电压输出功率的变化而变化的。
对于变压器磁芯的选择，比较常用的方法就是AP法，但经过多次具体设计及根据公司常用型号结合，一般可以直接选择磁芯，象这个功率等级的反激，选择PQ3535的磁芯即可。
磁芯的参数如下：AE=190mm2,AL=4300nH，Bmax≥0.32T1）DCM变压器设计过程：开关频率选择80K，最大占空比选择0.48，全范围DCM，则在最低输入电压Vdc下，占空比最大，电路工作在BCM状态，根据伏秒平衡，可以得到以下公式，Vdc*Dmax=Vor*(1-Dmax)，从而计算反射电压为Vor=95V匝比 n=Vor/(Vo+Vf)=3.32 Vf 为整流二极管压降计算初级匝数计算副边匝数 Ns=Np/n=6.32，选择7匝，则原边匝数调整为 Np=3.32*7=23匝计算辅助绕组匝数，输出电压变化范围按照20-27.6V 设计，要求在20V 输出下辅助绕组能正常供电，所以，辅助绕组选择4匝。
反激变压器设计实例
AC输入:85-265V输出功率:10瓦 n=0.85查磁芯规格F=60KHZ时宽电压10W选EE19合适, 查得Ae=0.22平方厘米 Bm=0.22T例1:设Dmax=0.5 f=60kDCinmin=85v*1.414-20v=100vIpk=(2*Po)/DCinmin*Dmax=(2*10)/100*0.5=0.4ALP =(DCinmin*Dmax*Ts)/Ipk=[100*0.5*(1/60000)]/0.4=0.00208H=2.08mHNP =(LP*Ipk)/(Ae*Bm)=0.00208*0.4/0.22*0.22=172T例2:Pin=Po/n =10/0.85=11.76WTs=1/60000=16.7uston=Dmax*Ts=0.5*16.7=8.33Np=(DCinmin*ton)/Ae*Bm=100*8.33/0.22*0.22=172TIs=Pin/DCinmin=11.76/100=0.12AIave=(Is*Ts)/ton=0.12*16.7/8.33=0.24AImin=Iave/2=0.24/2=0.12AIpk=3*Imin=0.12*3=0.36ALP=(DCinmin*ton)/Ipk=100*0.00000833/0.36=0.0023H=2.3mH例3:Vf反射电压VmosMOS管耐压设600V留150V裕量DCinmax=ACinmax*1.414-20=265*1.414-20=355VVf=Vmos-DCinmax-150v=600-355-150=95VDCinmin*Dmax=Vf*(1-Dmax)100*Dmax=95*(1-Dmax)Dmax=0.491/2*(Imin+Ipk)*Dmax*DCinmin=(Po/n)Ipk=3*Imin1/2*(Ipk/3+Ipk)*0.49*100=10/0.85Ipk=0.36ALp=(Dmax*DCinmin)/(f*Ipk)=(0.49*100)/(600000*0.36)=0.0023H=2.2mHNP=(LP*Ipk*10000)/(Bm*Ae)=(0.0023mH*0.36A*10000)/0.22*0.22=171T完成! 回复1帖2帖 xcj-wj 营长4262005-06-12 21:48 路过,支持一下! 回复2帖3帖 philips 旅长22192005-06-13 08:37欢迎指正! 回复3帖4帖 philips 旅长 22192005-06-13 08:39第三例的f 输错了!应该是60000.但结果没错!AC 输入:85-265V输出功率:110瓦 n=0.83F=60KHZ例1:设Dmax=0.5 f=60kDCinmin=85v*1.414-20v=100vIpk=(2*Po)/DCinmin*Dmax=(2*110)/100*0.5=4.4A例2:Pin=Po/n =110/0.83=133WTs=1/60000=16.7uston=Dmax*Ts=0.5*16.7=8.33Is=Pin/DCinmin=133/100=1.33AIave=(Is*Ts)/ton=1.33*16.7/8.33=2.66AImin=Iave/2=2.66/2=1.33AIpk=3*Imin=1.33*3=3.99A为什么我算的出来的峰值电流差别那么大,是不是功率越大,误差越大?我看你的10W 误差是0.04A 啊,我的110W 误差是0.4A 啊?这在可接受的范围内吗?回复15帖162帖 hmwdjcat 工兵 4六2009-08-22 12:45因为在 反激电源拓扑中应该取n=0.75而不是0.85,所以你们的误差比较大, 回复162帖16帖 peterchen0721旅长21012005-08-21 09:02如果反激式照你的評估方式去做那還有幾個考量點請再查一下資料.1.把171T與2.2mH結合去查鐵心資料看AL值為多少(gap問題).2.利用找到的AL值去對照NIpk值(安匝)是否在曲線內.完成以上兩個工作才能說初步完成變壓器設計.否則你的電特性與磁特性無法確定是否配合的上.以上提供參考.回复16帖17帖philips旅长22192005-08-21 14:03说的也是!变压器是不可完全套公式去设计的!我大多也是靠经验来完成!不过套公式!变压器是绝对可工作的!只是某些细节要求可能达不到!。
反激变压器设计实例
反激变压器设计实例设计一个反激变压器是一个非常复杂的工程，需要考虑许多因素，包括输入电压、输出电压、功率需求、电流负载、转换效率等。
在这里，我将给出一个反激变压器的设计实例，以帮助你更好地理解。
假设我们需要设计一个输入电压为220V，输出电压为12V的反激变压器，功率需求为60W。
首先，我们需要确定变压器的转换比。
转换比可以通过输出电压和输入电压的比值来确定。
在本例中，转换比为12V/220V，即0.0545接下来，我们需要确定主电压边（Primary Side）的匝数。
主电压边上的匝数决定了变压器的转化比。
然后，我们需要确定次电压边（Secondary Side）的匝数。
次电压边的匝数通过主电压边的匝数和转换比来计算。
在本例中，次电压边的匝数为1000*0.0545，约为54.5、为了简化设计，可以选择将次电压边的匝数设定为55接下来，我们需要根据功率需求来确定变压器的尺寸。
功率可以通过输入电压和电流来计算。
在本例中，输入电压为220V，功率为60W，那么电流为60W/220V，约为0.27A。
然后，我们可以根据电流负载来确定导线截面积。
在本例中，电流为0.27A，我们可以选择导线截面积为0.5mm²。
接下来，我们需要计算主电压边的绕线长度。
主电压边的绕线长度可以通过主电压边的匝数和导线的长度来计算。
在本例中，主电压边的匝数为1000，并且我们选择导线长度为2m，那么主电压边的绕线长度为1000*2m，约为2000m。
然后，我们需要计算次电压边的绕线长度。
次电压边的绕线长度可以通过次电压边的匝数和导线的长度来计算。
在本例中，次电压边的匝数为55，并且我们选择导线长度为2m，那么次电压边的绕线长度为55*2m，约为110m。
接下来，我们需要计算变压器的转换效率。
转换效率可以通过输出功率和输入功率来计算。
在本例中，输出功率为60W，输入功率可以通过输入电压和电流来计算，即220V*0.27A，约为59.4W。
最新反激式开关变压器的通俗讲解及实例计算
反激式开关变压器的通俗讲解及实例计算反激式开关变压器的通俗讲解及实例计算咱先看下在理想情况下的VDS波形上面说的是指变压器和开关都是理想工作状态！从图上可以看出Vds是由VIN和VF组成，VIN大家可以理解是输入电压，那VF呢？这里我们引出一个反激的重要参数：反射电压即VF，指次级输出电压按照初次级的砸比反射到初级的电压。
可以用公式表示为VF=VOUT/(NS/NP),（因分析的是理想情况，这里我们忽略了整流管的管压降，实际是要考虑进去的）式中VF为反射电压；VOUT为输出电压；NS为次级匝数；NP为初级匝数。
比如，一个反激变换器的匝比为NP:NS=6：1，输出电压为12V，那么可以求出反射电压VF=12/（1/6）=72V。
上边是一个连续模式（CCM模式）的理想工作波形。
下面咱在看一个非连续模式（DCM模式）的理想工作波形从图上可以看出DCM的Vds也是由VIN和VF组成，只不过有一段时间VF为0，这段时候是初级电流降为0，次级电流也降为0。
那么到底反激变化器怎么区分是工作在连续模式（CCM)还是非连续模式（DCM）？是看初级电感电流是否降到0为分界点吗，NO，反激变换器的CCM和DCM分界点不是按照初级电感电流是否到0来分界的，而是根据初次级的电流是否到0来分界的。
如图所示从图上可以看出只要初级电流和次级电流不同时为零，就是连续模式（CCM)；只要初级电流和次级电流同时为零，便是不连续模式（DCM）;介于这俩之间的是过度模式，也叫临界模式（CRM）。
以上说的都是理想情况，但实际应用中变压器是存在漏感的（漏感的能量是不会耦合到次级的），MOS管也不是理想的开关，还有PCB板的布局及走线带来的杂散电感，使得MOS的Vds波形往往大于VIN+VF。
类似于下图这个图是一个48V输入的反激电源。
从图上看到MOS的Vds有个很大的尖峰，我用的200V的MOS，尖峰到了196了。
这是尖峰是由于漏感造成的，上边说到漏感的能量不能耦合到次级，那么MOS关断的时候，漏感电流也不能突变，所以会产生个很高的感应电动势，因无法耦合到次级，会产生个很高的电压尖峰，可能会超过MOS的耐压值而损坏MOS管，所以我们实际使用时会在初级加一个RCD吸收电路，把尖峰尽可能的吸到最低值，来确保MOS管工作在安全电压。
反激变压器设计实例
I2 SRMS
− IO2
= 1.3( A)
副边交流电损耗： Pac2 = I ac22 * Rac2 = 0.073(W )
副边绕组线圈总损耗： P2 = Pdc2 + Pac2 = 0.113(W )
总的线圈损耗： Pw = P1 + P2 = 0.153(W ) 2）磁芯损耗：
峰值磁通密度摆幅： ∆B = BMAX K RP = 0.1(T ) 2
原边交流电流分量有效值： Iac1 =
I2 RMS
− I AVG 2
= 0.107( A)
原边交流电损耗： Pac1 = I ac12 * Rac1 = 0.0229(W )
原边绕组线圈总损耗： P1 = Pdc1 + Pac1 = 0.04(W )
副边直流电阻： Rdc2 = ρ * l = 0.04(Ω) A
7
5
原边导线厚度与集肤深度的比值： Q = 0.83d d / s = 0.5678 ∆
d为原边漆包线直径0.23mm，s为导线中心距0.27mm， ∆ 为集肤深度0.31mm。 原边交流电阻与直流电阻比：由于原边采用包绕法，故原边绕组层数可按两层考虑，根据上
式所求的Q值，查得 Fr = Rac1/ Rdc1 ≈ 1 。 原边交流电阻： Rac1 = Rdc1× Fr = 1.993(Ω)
选择磁芯材料为铁氧体，PC40。
4、选择磁芯的形状和尺寸：
在这里用面积乘积公式粗选变压器的磁芯形状和尺寸。具体公式如下：
反激变压器工作在第一象限，最高磁密应留有余度，故选取BMAX=0.3T，反激变压器的系数 K1=0.0085（K1是反激变压器在自然冷却的情况下，电流密度取420A/cm2时的经验值。）
反激变压器计算实例
技术要求:输入电压Vin: 9 0 -253Vac 输出电压Vo:27、6 V输岀电流Io: 6 A输出功率Po: 1 6 6W 效率<1 ： 0 . 85输入功率Pin:195W一、输入滤波电容计算过程：上图为整流后滤波电容上电压波形，在最低输入电压下，如果我们想在滤波电容上得到得电压Vd c为115 V,则从上图可以得到：Vp k =9 0 *1.4 1 4=1 2 7VVmin=Vd c —(Vpk—V d c) = 10 3 V将电源模块等效为一个电阻负载得话，相当于在T3时间内电容对恒泄功率负载进行放电, 电容电压降低(Vp k —Vmin)V aIde* T 3 =C*AV其中：A V =Vpk—Vmin = 127-1 0 3 = 24V关键部分在T3得计算,T3 = tl+t2,t2为半个波头,时间比较好算，对于50H Z得交流来说,t 1 =5mS,然后就就是计算t 2 ,英实t 2也很好计算，我们知道交流输入电压得公式为Vx=Vpksin 0 x,根据已知条件0 3V,Vpk= 1 27V,可以得到()X =54 度，所以t 2=54*10 m s / 1 8 0= 3 m S z T3=t 1+t2=8mSo—7*8/24=0、57mF= 5 70u F二、变压器得设计过程变压器得设计分別按照DCM. CCM、QR两种方式进行计算，英实QR也就是DCM得一种，不同得地方在于QR得工作频率就是随着输入电压输出功率得变化而变化得。
对于变压器磁芯得选择，比较常用得方法就就是AP法，但经过多次具体设汁及根据公司常用型号结合，一般可以直接选择磁芯，象这个功率等级得反激，选择PQ 3 53 5得磁芯即可、磁芯得参数如下:AE=19 0 mm 2 Z AL= 4 300nH,Bmax^0. 32T1)DC M变压器设计过程：开关频率选择80K,最大占空比选择0 .4 8,全范围DCM,则在最低输入电压V d c下，占空比最大，电路工作在BCM状态，根据伏秒平衡,可以得到以下公式，V d c*Dmax=V o r^fl-Dmax),匝比压降n = V o r/(Vo+Vf )=3、3 2 Vf为整流二极l=Vinmi从而il•算反射电压为V or=9 5V计算初级匝数计算副边匝数则原边匝数调整为Ns=N p / n=6o 3 2,选择7 匝，Np=3、32*7=2 3 匝讣算辅助绕组匝数，输出电压变化范围按照20-27.6V设计,要求在2 0 V输出下辅助绕组能正常供电，所以，辅助绕组选择4匝。
反激变压器设计实例(二)
反激变压器设计实例（二）目录反激变压器设计实例（二） (1)导论 (1)一．自跟踪电压抑制 (2)2. 反激变换器“缓冲”电路 (4)3. 选择反击变换器功率元件 (5)3.1 输入整流器和电容器 (5)3.2 原边开关晶体管 (5)3.3 副边整流二极管 (5)3.4 输出电容 (6)4. 电路搭接和输出结果 (6)总结 (7)导论前面第一节已经将反激变换器的变压器具体参数计算出来，这里整个反激电路最核心的部件已经确定，我们可以利用saber建立电路拓扑，由saber得出最初的输出参数结果。
首先进行开环控制，输出电容随便输出一个值（由于C1作为输出储能单元，其容值估算应考虑到输出的伏秒，也有人用1~2uF/W进行大概估算），这里选取1000uF作为输出电容。
初始设计中的输出要求12V/3A，故负载选择4欧姆电阻，对于5V/10A的输出，通过调节负载和占空比可以达到。
由实际测量可得，1mm线径的平均电感和电阻值分别为6uH/匝和2.6mΩ/匝，寄生电感通常为5%，由于副边匝数较少，可不考虑寄生电感，所以原边寄生电感为27uH，电阻为11.57mΩ，最终结果如图1所示。
图1.反激电路主拓扑图2.开关管电压、输出电压、输出电流首先由输出情况可以看出，变压器的设计还是满足要求的。
查看图2中开关管电压曲线可以看出，其开关应力过高，不做处理会导致开关管导通瞬间由于高压而击穿。
在反激变换器中，有两个主要原因会引起高开关应力。
这两个原因都与晶体管自带感性负载关断特性有关。
最明显的影响是由于变压器漏感的存在，集电极电压在关断边沿会产生过电压。
其次，不是很明显的影响是如果没有采用负载线整形技术，开关关断期间会出现很高的二次测击穿应力。
一．自跟踪电压抑制当警惕管所在电路中带感性或变压器负载，在晶体管关断时，由于有能量存储在电感或变压器漏感的磁场中，在其集电极将会产生高压。
在反激变换器中，储存在变压器中的大部分能量在反激期间将会传递到副边。
反激变压器计算实例
技术要求:输入电压Vin:９０－253Vac输出电压Vo:27、６V输出电流Io:６A输出功率Ｐo:１６6W效率η:０、85输入功率Pin:195W一、输入滤波电容计算过程:上图为整流后滤波电容上电压波形,在最低输入电压下,如果我们想在滤波电容上得到得电压Vdｃ为115Ｖ,则从上图可以得到:Vｐｋ=9０*1.４１4=1２7ＶVmin=Vdｃ—(Vpk—Vｄc)＝10３V将电源模块等效为一个电阻负载得话,相当于在T3时间内电容对恒定功率负载进行放电,电容电压降低(Vpｋ—Vmin)V。
Idc＊Ｔ３＝C*△V其中:△Ｖ＝Vpk—Vmin＝127－1０3＝24V关键部分在Ｔ3得计算,T3＝t1+t2,t1为半个波头,时间比较好算,对于50Hｚ得交流来说,t １=5mS,然后就就是计算t２,其实t２也很好计算,我们知道交流输入电压得公式为Vx＝Vpksinθx,根据已知条件,Vx=1０3Ｖ,Ｖpk=１27V,可以得到θｘ＝54度,所以ｔ2=54＊1０ｍｓ／1８0=３mＳ, Ｔ3＝t１+t2＝8mS。
Ｃ=1.7＊８/２4=0、57mF=５70uＦ二、变压器得设计过程变压器得设计分别按照DCＭ、ＣCM、ＱR两种方式进行计算,其实QR也就是DCM得一种,不同得地方在于QＲ得工作频率就是随着输入电压输出功率得变化而变化得。
对于变压器磁芯得选择,比较常用得方法就就是AP法,但经过多次具体设计及根据公司常用型号结合,一般可以直接选择磁芯,象这个功率等级得反激,选择PＱ３53５得磁芯即可、磁芯得参数如下:ＡE=1９０mm２,AL＝４300nH,Bmax≥0。
32T１)DＣM变压器设计过程:开关频率选择80K,最大占空比选择０.4８,全范围DCＭ,则在最低输入电压Vｄc下,占空比最大,电路工作在BCM状态,根据伏秒平衡,可以得到以下公式,Vｄc*Dｍax＝Vｏr＊(1-Ｄmax),从而计算反射电压为Vｏr=9５V匝比ｎ＝Ｖｏｒ/(Vo＋Vｆ)=3、３2 Vｆ为整流二极管压降计算初级匝数计算副边匝数Ns＝Ｎｐ／n=6。
反激变压器设计方法(12V4A)
Nvcc = 10.051
Nvcc :=
Vcc Vo + Vf Ns Vcc计算方法2
Nvcc = 10.051
∆B1 :=
Vdcmin ⋅ Dmax Np ⋅ Ae ⋅ f .............. 最小 磁通密度（计算值）
∆B1 = 0.22T
∆B2 :=
Vdcmax ⋅ Dmin Np ⋅ Ae ⋅ f .............. 最大磁通密度（计算值）
Iav = 0.568A Ip :=
Krp ⋅ Pout Vdcmin ⋅ η ⋅ Dmax .......... 初级峰值电流（计算值）
Ip = 1.25A
Lp :=
Vdcmin ⋅ Ton Ip
−4
Lp = 6.4 × 10
H
.............. 变压器初级电感量（计算值）
Np :=
Vdcmin ⋅ Ton Ae ⋅ ∆B .............. 变压器初级圈数（计算值）
Np = 44.673 Ns := Np n
Ns = 8.376
.............. 变压器次级圈数（计算值）
Nf :=
Vo + Vf Ns
Nf = 1.492 V .............. 变压器次级 每圈匝数的电压（计算值） Nvcc := Vcc Nf .............. 变压器Vcc的供 电圈数（计算值） Vcc计算方法1
D' = 0.6
.............. MOSFET关断占空比（计算值）
n :=
Vdcmin ⋅ D ( Vf + Vo) ⋅ (1 − D ) .............. 变压器匝比（计算值）
反激变压器设计实例(一)
反激变压器设计实例（一）目录1.导论 (2)2.磁芯参数和气隙的影响 (2)2.1 AC极化 (3)2.2 AC条件中的气隙影响 (3)2.3 DC条件中的气隙影响 (3)3. 110W反激变压器设计例子 (4)3.1 步骤1，选择磁芯尺寸 (4)3.2 步骤2，选择导通时间 (6)3.3 步骤3，变换器最小DC输入电压的计算 (6)3.4 步骤4，选择工作便宜磁通密度 (6)3.5 步骤5，计算最小原边匝数 (7)3.6 步骤6，计算副边匝数 (7)3.7 步骤7，计算附加匝数 (8)3.8 步骤8，确定磁芯气隙尺寸 (8)3.9 步骤9，磁芯气隙尺寸（实用方法） (9)3.10 步骤10，计算气隙 (9)3.11 步骤11，检验磁芯磁通密度和饱和裕度 (10)4 反激变压器饱和及暂态影响 (11)1.导论由于反激变换器变压器综合了许多功能（储存能量、电隔离、限流电感），并且还常常支持相当大的直流电流成分，故比直接传递能量的正激推挽变压器的设计困难得多、以下变压器设计例子中没选择过程使用反复迭代方法，无论设计从哪里开始没开始时须有大量近似的计算。
没有经验工程师的问题是要得到对控制因数的掌握。
特别的，磁芯大小、原边电感的选择、气隙的作用、原边匝数的选择以及磁芯内交流和直流电流（磁通）成分的相互作用常常给反激变压器设计带来挑战。
为使设计者对控制因数有好的感觉，下面的设计由检查磁芯材料的特性和气隙的影响开始，然后检查交流和直流磁芯极化条件，最后给出100W变压器的完整设计。
2.磁芯参数和气隙的影响图1表示一个铁氧体变压器在带有和不带气隙时典型的B/H（磁滞回归线）环。
注意到虽然B/H环的磁导率（斜率）随气隙的长度变化，但磁芯和气隙结合后的饱和磁通密度保持不变。
进一步，在有气隙的情况下，磁场强度H越大，剩磁通密度B r越低。
这些变化对反激变压器非常有用。
图1.不同情况下磁芯的磁滞回归曲线图2只表示了反激变压器使用的磁滞回环的前四分之一，也表示了磁芯中引入气隙所产生的影响。
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⎡ 0.4 × π × N P 2 × AE LE ⎤ 气隙长度： Lg = ⎢ − ⎥ × 10 = 0.1(mm) LP × 100 µr ⎦ ⎣
6、选择绕组导线线径： 变压器有效的骨架宽度： BWE = LX × [BW − (2 × M )] = 31.6(mm)
LX为原边绕组层数，在这里采用4层。
Fr = Rac1 / Rdc1 ≈ 1.1 。
副边交流电阻： Rac 2 = Rdc 2 × Fr = 0.0434(Ω) 副边交流电流分量有效值： Iac 2 = I SRMS − I O = 1.3( A)
2 2
副边交流电损耗： Pac 2 = I ac 2 * Rac 2 = 0.073(W )
4
M为线圈每端需要的爬电距离，在这里取2mm。 计算原边绕组导线允许的最大直径（漆包线） OD = ：
BW E = 0.29(mm) NP
根据上述计算数据可采用裸线径DIA=0.23mm的漆包线绕置，其带漆皮外径为0.27mm， 刚好4层可以绕下。 根据所选线径计算原边绕组的电流密度： J =
4 × I RMS = 3.44( A ) π × DIA 2 BW E − 2 × M = 0.79( mm) NS
2
副边绕组线圈总损耗： P 2 = Pdc 2 + Pac2 = 0.113(W ) 总的线圈损耗： Pw = P1 + P 2 = 0.153(W ) 2）磁芯损耗： 峰值磁通密度摆幅： ∆B =
BMAX K RP = 0.1(T ) 2
磁芯损耗： Pc = Pcv × Ve = 0.003(W )
2
5
原边导线厚度与集肤深度的比值： Q =
0.83d d / s = 0.5678 ∆
d为原边漆包线直径0.23mm，s为导线中心距0.27mm， ∆ 为集肤深度0.31mm。 原边交流电阻与直流电阻比：由于原边采用包绕法，故原边绕组层数可按两层考虑，根据上 式所求的Q值，查得 Fr = Rac1 / Rdc1 ≈ 1 。 原边交流电阻： Rac1 = Rdc1 × Fr = 1.993(Ω) 原边交流电流分量有效值： Iac1 = I RMS − I AVG = 0.107( A)
NB = V B + V BD × N S = 19(T ) VO + V D
VBD为自供电整流管正向压降，由于选用了普通硅二极管，故其正向压降为0.7V。
有效气隙电感系数： ALG =
无气隙时的相对磁导率: µ r =
AE LE = 1520 0.4 × π × AE × 10
I P LP = 108(T ) Ae BM VO + V D 1 − DMAX × = 10(T ) Vdc min − V DS DMAX
副边绕组匝数： N S = N P ×
上式中：VD为输出整流管正向压降，由于选用肖特基二极管，故其正向压降为0.4V， VDS是VIPer导通期间漏极-源极的平均电压值， 主要与原边电流大小、 导通时的漏源间电 阻RDS(ON)、工作温度有关，在这里设为5V。 自供电匝数NB：采用简单的半波整流电路，可依副边匝数的思路进行计算:
A 为副边两根 0.38mm 漆包线的截面积。 副边直流损耗： Pdc 2 = Io 2 * Rdc 2 = 0.039(W ) 副边导线厚度与集肤深度的比值： Q =
0.83d d / s = 0.865 ∆
d为副边漆包线直径0.35mm，s为导线中心距0.41mm， ∆ 为集肤深度0.31mm。 副边交流电阻与直流电阻比：副边绕组层数为一层，根据上式所求的Q值，查得
南京航空航天大学自动化学院
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7、计算变压器损耗和温升 变压器的损耗主要由线圈损耗及磁芯损耗两部分组成，下面分别计算： 1）线圈损耗： 原边直流电阻： Rdc1 = ρ *
l = 1.993(Ω) A
ρ 为 100℃铜的电阻率为 2.3×10-6 Ω · ） l 为原边绕组的线圈长度， （ cm ； 实测为 360cm；
A 为原边 0.23mm 漆包线的截面积。 原边直流损耗： Pdc1 = I AVG * Rdc1 = 0.0177(W )
4/3
= 0.09cm 4
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磁芯型号：查EPC磁芯系列—EPC19，磁芯参数为： 磁芯有效截面积: 磁芯窗口面积: 磁路长度: 无气隙电感系数: 磁芯体积: 骨架绕线宽度: Ae= Aw= Le= Al= Ve= Bw= 22.7 mm2 50 mm2 0.461 mm 940 nH/T2 0.9 cm3 11.9 mm
变压器最大温升： ∆T = Rth × P = 11.27(°C / W ) 总结：通过上述计算可知，当环境温度为 85℃时，变压器最高温度在 96℃左右，符合磁芯 的最佳工作温度。同时采用包绕法使得漏感仅为 70uH(1KHz 时)/15uH(100KHz 时)，小于 3%， 效果较理想。
《参考文献》 1、 《现代高频开关电源实用技术》 刘胜利 编著 电子工业出版社 2、 《开关电源中磁性元器件》 赵修科 主编 3、 《TDK 磁材手册》 日本 TDK 公司 2005 年 2001 年 2004 年
4、选择磁芯的形状和尺寸： 在这里用面积乘积公式粗选变压器的磁芯形状和尺寸。具体公式如下： 反激变压器工作在第一象限，最高磁密应留有余度，故选取BMAX=0.3T，反激变压器的系数 ） K1=0.0085（K1是反激变压器在自然冷却的情况下，电流密度取420A/cm 时的经验值。
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⎡ L I × 1.2 I RMS ⎤ • AP = A W A C = ⎢ P o ⎥ K1 ⎦ ⎣ B MAX
AC-DC 5W 磁参数计算 05/110SO5
负 责 人： 审 批 日 核: 准: 期:
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第一部分
变压器的设计
一、变压器设计步骤： 由于 XRA05/110S05 是采用反激的电路拓扑结构，故变压器按反激变压器进行设计。具体步 骤如下： 1、决定电源参数。 2、计算电路参数。 3、选择磁芯材料。 4、选择磁芯的形状和尺寸。 5、计算变压器匝数、有效气隙电感系数及气隙长度。 6、选择绕组线圈线径。 7、计算变压器损耗和温升。 下面就按上述步骤进行变压器的设计。 二、设计过程： 1、电源参数： （有些参数为指标给定，有些参数从资料查得） 最小交流输入电压值: 最大交流输入电压值: 电网频率: 变压器工作频率: 输出电压: 输出电流: 输出功率: 电源整机效率: 损耗分配因数: 自供电电压: 整流桥的导通时间: 输入电容容量: 最大占空比: 电流比例因数: 初、次级之间耐压: Vacmin= 85 Vacmax= 265 FL= 50～440 Fs= Vo= Io= Po= η≥ Z= VB= 60000 5.1 1．0 5.1 0.75 0.5 10 V V Hz Hz V A W
NP = 3.22( A ) NS
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副边有效值电流： I SRMS
K = I SP × (1 − D MAX )( RP − K RP + 1) = 1.64( A ) 3 4 × I SRMS = 8.53( A ) π × DIASS 2
根据所选线径计算副边电流容量： J =
自供电绕组线径：由于自供电绕组的电流非常小只有5mA，因此对线径要求并不是很严格， 在这里主要考虑为便于与次级更好的耦合及机械强度， 因此也采用裸线径为0.35mm的漆包线进行 绕置，使其刚好一层绕下，减小与次级之间的漏感，保证短路时使自供电电压降低。
PO = 0.094( A) ηVdc min
原边峰值电流： I P =
I AVG = 0.3( A) [1 − ( K RP / 2)]DMAX
原边脉动电流： I R = I P K RP = 0.19( A) 原边有效值电流： I RMS = DMAX ( I P 变压器原边电感量： LP =
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计算副边绕组导线允许的最大直径（漆包线） OD S = ：
根据上述计算数据可采用裸线径DIASS=0.72mm的漆包线绕置，但由于在温度100℃、工 作频率为60KHz时铜线的集肤深度： ∆ = 7.6 = 0.31(mm) ，而0.72mm大于了2倍的集肤深 60000
度，使铜线的利用率降低，故采用两根0.35mm的漆包线并绕。 副边峰值电流： I SP = I P ×
EPC磁芯主要为平面变压器设计的，具有中柱长，漏感小的特点。EPC19磁芯的AP值约为
4 4 4 0.11cm ，稍大于计算所需的AP=0.09 cm 。若再选用小一号的磁芯EFD15,其AP值约为0.047 cm ，
小于计算所需的AP=0.09 cm ，不符合要求，故选用EPC19磁芯。
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5、计算变压器各绕组匝数、有效气隙电感系数及气隙长度： 原边绕组匝数： N P =
3、选择磁芯材料： 铁氧体材料具有电阻率高，高频损耗小的特点，且有多种材料和磁芯规格满足各要求，加 之价格较其它材料低廉， 是目前在开关电源中应用最为广泛的材料。 同时也有饱和磁感应比较低， 材质脆，不耐冲击，温度性能差的缺点。 在此次设计中，采用的是用于开关电源变压器及传输高功率器件的MnZn功率铁氧体材料 PC40,其初始磁导率为2300±25％，饱和磁通密度为510mT（25℃时）/390mT（100℃时）,居里温 度为215℃。 选择磁芯材料为铁氧体，PC40。
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Pcv为磁芯功率损耗，由峰值磁通密度摆幅、工作频率60KHz及工作温度100℃可在厂家手
3 册上查出其损耗约为30 mw/cm 。
Ve为EPC19的体积0.105 cm3。 变压器总的损耗： P = Pw + Pc = 0.156(W ) 变压器热阻： Rth =
36 = 72(°C / W ) Aw
I − I P I R + R ) = 0.14( A) 3 × Z (1 − η ) + η