单端反激

单端反激式变换器总结一、引言单端反激式变换器是一种常见的电源电路，广泛应用于家用电器、通信设备、计算机等领域。

本文将对单端反激式变换器进行详细的总结。

二、单端反激式变换器原理1. 变换器结构单端反激式变换器由输入滤波电容、开关管、变压器和输出滤波电容等组成。

2. 工作原理当开关管导通时，输入电压施加在变压器的一侧，输出电压为零；当开关管截止时，变压器另一侧的磁场崩塌，产生高电压并输出到负载上。

通过控制开关管的导通和截止时间，可以实现输出稳定的直流电压。

三、单端反激式变换器特点1. 简单可靠单端反激式变换器结构简单，易于实现，并且具有较高的可靠性。

2. 输出稳定性好通过控制开关管的导通和截止时间，可以实现输出稳定的直流电压。

3. 效率高由于没有二次侧谐振环节，在工作频率较低时具有较高的效率。

4. 适用范围广单端反激式变换器适用于各种负载类型，具有广泛的应用领域。

四、单端反激式变换器设计要点1. 选取合适的变压器变压器是单端反激式变换器中最重要的元件之一，需要根据输入电压、输出电压和负载等参数来选择合适的变压器。

2. 控制开关管的导通和截止时间通过控制开关管的导通和截止时间，可以实现输出稳定的直流电压。

需要根据具体情况来确定导通和截止时间。

3. 合理设计滤波电容滤波电容对输出稳定性有很大影响，需要根据负载情况来合理设计滤波电容。

五、单端反激式变换器应用案例1. 家用电器单端反激式变换器广泛应用于家用电器中，如空调、冰箱、洗衣机等。

2. 通信设备单端反激式变换器在通信设备中也有应用，如交换机、路由器等。

3. 计算机单端反激式变换器还被广泛应用于计算机领域，如电源模块、显示器等。

六、总结单端反激式变换器是一种简单可靠、输出稳定性好、效率高、适用范围广的电源电路。

在家用电器、通信设备、计算机等领域有着广泛的应用。

在设计单端反激式变换器时需要注意选择合适的变压器、控制开关管的导通和截止时间以及合理设计滤波电容等要点。

单端反激式变换器总结一、什么是单端反激式变换器单端反激式变换器是一种常见的功率电子转换器，用于将直流电源转换为交流电源。

它由一个开关管、一个变压器和一个输出滤波电容组成。

单端反激式变换器的特点是具有简单的电路结构、低成本、高效率等优势。

二、单端反激式变换器原理单端反激式变换器的工作原理如下：1.开关管导通：当开关管导通时，直流电源通过变压器的一段输入，储存在变压器中。

2.开关管关断：当开关管关断时，变压器中储存的电能通过互感作用传递给输出负载。

3.输出滤波：通过输出滤波电容对输出信号进行滤波，得到所需的交流电源。

三、单端反激式变换器的优势和应用单端反激式变换器具有以下优势：1.低成本：由于电路结构简单，所需元器件较少，降低了制造成本。

2.高效率：在正常工作情况下，能量的传输效率较高，能够有效地转换电源。

3.功率密度高：相比其他转换器，单端反激式变换器具有更高的功率密度。

单端反激式变换器在电子设备中有广泛的应用，如电源适配器、电子变压器等。

四、单端反激式变换器的设计要点设计一个稳定工作的单端反激式变换器需要考虑以下要点：1.开关管的选取：选择合适的开关管能够提高整个电路的效率和可靠性。

2.变压器的设计：合理选择变压器的参数，以满足输出电压和电流的需求。

3.输出滤波电容的选取：根据负载的需求选择合适的输出滤波电容。

4.控制电路的设计：设计一个合适的控制电路，以确保开关管的正常工作。

五、单端反激式变换器的工作稳定性问题单端反激式变换器在工作过程中可能面临以下问题：1.开关管损坏：如果开关管不能正常导通或关断，会导致整个电路停止工作。

2.变压器失谐：如果变压器参数设计不合理，可能会导致变压器失谐，进而影响电路的工作稳定性。

3.输出电压波动：由于负载变化或其他因素，可能会导致输出电压出现波动，影响设备的正常工作。

为了解决这些问题，需要结合实际情况进行合理的电路设计和参数选择。

六、常见的单端反激式变换器故障及排除方法在实际应用中，常见的故障包括开关管损坏、变压器短路等。

BJTU
计算机仿真技术
作业五--单端反激DC/DC电路仿真
（1）仿真实验电路图如下：
由于原副边的匝数比为28:5，并结合电力电子单端反激DC/DC电路的特征，知需要的占空比为50%。

MOSFET电压、电流波形：整流二极管电压、电流波形输出电压波形：
可以看出，由于电路在实际运行中由于计算误差及损耗的存在，当占空比为50%时实际输出为4.299<5V，因此为了使其输出5V电压，可以加大占空比，或者调整电路参数，以满足要求。

（2）结合实际仿真：选择占空比为39%时输出电压大小为：
MOSFET电压、电流波形：整流二极管电压、电流波形输出电压波形
由仿真结果可以得出，当改变负载侧参数时，输出电压发生变化，符合单端反激DC/DC电路运行原理，为了使输出电压为5V可以采取改变元件参数或者改变占空比（由50%大约改为39%）的方法。

（3）通过仿真分析，选择合适的功率管和整流二极管。

结合上述实验过程，观察并记录实验过程（1）（2）过程中MOSFET和二极管两端的电压电流波形、最大值，在过程（1）中功率管MOSFET的最大电压和电流分别为56V和3.41A ，二极管承受的最大电压和电流分别约为10V和14 A。

过程（2）功率管MOSFET的最大电压和电流分别约为62和0.5A ，二极管D承受的最大电压和电流分别为10V和3A。

因此：可选择的MOSFET和二极管的参数如下：
MOSFET选择可承受最大电压值为100V、最大电流值为5A的功率管。

整流二极管选择两端可承受最大电压值为20V，耐流值为20A的二极管。

单端反激DC/DC电路仿真一、设计要求▪利用simpowersystems建立单端反激电路的仿真模型。

输入直流电压源，电压28V，电压纹波小于10%，输出电压5V，电压纹波小于2%，输出额定功率30W。

电路开关频率10KHz，整流二极管通态压降0.8V，计算功率管的工作占空比，并选择开关管（选择MOSFET）及二极管。

▪ 1.满负载的仿真。

DC/DC变换器输出功率30w，R=0.68欧姆，C=4700uf,仿真时间0.2s。

观察并记录MOSFET的工作波形（电压，电流波形），输出整流二极管的工作波形（电压，电流波形），输出波形。

▪ 2.小负载的仿真。

DC/DC变换器输出功率0.5w，R=50欧姆, C=4700uf仿真时间0.2s。

观察并记录MOSFET的工作波形（电压，电流波形），输出整流二极管的工作波形（电压，电流波形），输出波形。

▪仿真分析，选择合适的功率管，整流二极管（电压，电流参数），设计合适的占空比（由合适输入输出电压决定）。

二、实验电路与仿真1.满负载的仿真。

R=0.68欧姆，C=4700uF。

MOSFET的工作波形（电压，电流波形），输出整流二极管的电压工作波形输出整流二极管的电流工作波形输出波形由图，磁化电流为连续2、小负载的仿真。

R=50欧姆, C=4700uF。

MOSFET的工作波形（电压，电流波形）输出整流二极管的电压工作波形输出整流二极管的电流工作波形输出波形由图知，磁化电流为不连续三、实验结果分析当开关管S 导通时，输入电压Uin 加到变压器的原边绕组N1上，由于变压器对应端的极性，副边绕组N2 为下正上负，二极管D 截至，副边绕组N2没有电流通过。

当S 截止时，副边绕组N2极性上正下负，二极管D 导通，此时S 导通期间储存在变压器中的能量便通过二极管D 向负载释放。

在工作过程中，变压器起了储能电感的作用。

当满负载时，磁化电流连续。

当S 截止时间较小时，在截止时间结束时，副边电流将大于0，在这种状态下，下一周期开始S 重新导通，原边绕组电流则不会从0开始。

单端反激式变压器输⼊输出关系数学推导（临界）1单端反激式变压器输⼊输出关系数学推导单端反激变压器⼜称flyback ，其基本的电路结构如下图所⽰：所谓的反激，是指当开关管VT1导通时，⾼频变压器Ｔ初级绕组的感应电压为上正下负，整流⼆极管VD1处于截⽌状态，在初级绕组中储存能量。

当开关管VT1截⽌时，变压器Ｔ初级绕组中存储的能量，通过次级绕组及VD1整流和电容Ｃ滤波后向负载输出。

单端反激式开关电源是⼀种成本最低的电源电路，输出功率为20－100Ｗ，可以同时输出不同的电压，且有较好的电压调整率。

唯⼀的缺点是输出的纹波电压较⼤，外特性差，适⽤于相对固定的负载。

单端反激式开关电源使⽤的开关管VT1承受的最⼤反向电压是电路⼯作电压值的两倍，⼯作频率在20－200kHz 之间。

其输⼊输出之间的数量关系推导如下：变压器的初级侧和次级侧实质是两个耦合的电感。

对于电感，其产⽣的电动势与电流的关系为：u L =d ?L dt =Ld i L dt ,于是可以推导出电流与电压的关系为：i L = u L L dt ,假定开关管VT1导通时间为t on ,所以，就有在导通时期的瞬时电流满⾜关系: i L = u L L dt t 0=u L ξ L t,(0<ξ如此，那么在初级电感⽆限接近于t on 时刻时，电流达到峰值，电感充电结束，其电动势就是电源电压V in ,于是取ξ=t on ，那么励磁线圈的峰值电流i p =V in L t on 。

此时可以算出电感在VT1导通期间所存储的能量：e = u t i t dt t on 0= L di (t)dt i t dt t on 0= Li(t)i p 0di =12Li p 2, 带⼊前⾯推导的励磁线圈峰值电流i p =V in L t on 可以得到： e =12Lv in 2L 2t on 2=v in 2t on 22L,在这⾥设初级线圈primary的电感为L p,次级second的电感为L s,在VT1导通时初级线圈存储的能量在理想情况下会在VT1截⽌期间(t off)全部传递⾄次级线圈，根据能量守恒定理可以得到如下等式：e=v in2t on2p =v out2t off2s整理之后可以得到：（设控制VT1的PWM波形的占空⽐为D,初次级线圈匝数为N s 、N p）v out v in =L sL p×t ont off=N sN p×D1?D这个关系式即为稳定状态下输⼊输出之间的数量关系，根据这个式⼦我们可以对变压器进⾏⼀个初步的选择，对于进⼀步的选择则需要知道纹波要求等进⽽对变压器的漏感，ESR，电感等进⾏筛选。

一、 单端反激变换器1、单端反激变换器的原理图如下：i 1i 2V o+-2、工作原理单端反激变换器主要用在250W 以下的电路中，其中的变压器既有变压器的作用，也有电感的作用其有两种工作方式：一是完全能量转换方式，即电感电流断续工作模式；二是不完全能量转换方式，即电感电流连续工作模式。

工作过程：当Tr 导通时，电源电流流过变压器原边，i1增加，其变化为11//L V dt di s =，而副边由于二极管D 的作用，i2为0，变压器磁心磁感应强度增加，变压器储能；当Tr 关断时，原边电流迅速降为0，副边电流i2在反激作用下迅速增大到最大值，然后开始线性减小，其变化为22//L V dt di o =，此时原边由于开关管的关断，电流为0，变压器磁心磁感应强度减小，变压器放能。

3、工作波形工作波形如下：连续工作模式： 断续工作模式：V g -V 2i 1i 2V Trt4、电压增益（1） 连续工作模式下的电压增益：理想状态下，由副副边绕组在一个周期中的伏秒值为0可得：s o s s T D V T nD V )1(11-= （1-1）故可得电压增益为：111D D nV V M s o -==（1-2） 而在实际中，由于变压器存在一次绕组内阻r1，二次绕组内阻r2，故可得：s o s s T D r I V T nD r I V )1)(()(122111--=- （1-3）而 o I I =2 （1-4）221/n r r = （1-5）o o s o o D nI D V I V I //11==（为计算方便，设Do=（1-D1）） （1-6）故将（1-4）（1-5）（1-6）代入（1-3）可得)1)((2121--==os o o s o D D nV r I D DnV V M (1-7) （2）断续工作模式下的电压增益：由面积相等可得式：2/2s p s o T D I T I ∆= (1-8)由s p o s s T D V T D nV =1可得V g-V 2i 1i 2V Trto s p V D nV D /1= （1-9）而 112/nL T D V I s s =∆ （1-10） 将（1-9）（1-10）代入（1-8）可得：1112L V D V T D V I o s s s o =（1-11）临界连续时，即可以看作连续又可以看作断续，此时：111D D nV V s o -=，所以临界连续电流为：112)1(nL D T D V I s s oc -=（1-12）当D=1/2时取最大值，为：18nL T V I ss ocm =（1-13） 将（1-13）代入（1-11），可得断续工作模式下的电压增益为：oocm s o I DI nV V M 214== （1-14）二、 双管反激变换器1、双管反激变换器原理图如下：V o+-2、工作原理当功率大于200W 的时候，不宜采用单端反激电路，可采用双管反激电路。

单端反激式开关电源原理与设计2008-11-7 10:45:00 来源：中国自动化网网友评论0条点击查看0 引言近年来随着电源技术的飞速发展，开关稳压电源正朝着小型化、高频化、继承化的方向发展，高效率的开关电源已经得到越来越广泛的应用。

单端反激式变换器以其电路简单、可以高效提供直流输出等许多优点，特别适合设计小功率的开关电源。

本文简要介绍了Unitorde公司生产的电流型脉宽调制器UC3842，介绍了该芯片在单端反激式开关电源中的应用，对电源电路进行了具体分析。

利用本文所述的方法设计的小功率开关电源已经应用在国电南瑞科技股份有限公司工业控制分公司自主研发的分散控制系统GKS-9000中，运行状况良好，各项指标均符合实际工程的要求。

1 反激式开关电源基本原理单端反激开关电源采用了稳定性很好的双环路反馈（输出直流电压隔离取样反馈外回路和初级线圈充磁峰值电流取样反馈内回路）控制系统，就可以通过开关电源的PWM（脉冲宽度调制器）迅速调整脉冲占空比，从而在每一个周期内对前一个周期的输出电压和初级线圈充磁峰值电流进行有效调节，达到稳定输出电压的目的。

这种反馈控制电路的最大特点是：在输入电压和负载电流变化较大时，具有更快的动态响应速度，自动限制负载电流，补偿电路简单。

反激电路适应于小功率开关电源，其原理图如图1所示。

下面分析在理想空载的情况下电流型PWM的工作情况。

与电压型的PWM比较，电流型PWM又增加了一个电感电流反馈环节。

图中：A1为误差放大器;A2为电流检测比较器;U2为RS触发器;Uf为输出电压Uo的反馈取样，该反馈取样与基准电压Uref 通过误差放大器A1产生误差信号Ue（该信号也是A2的比较箝位电压）。

设场效应管Q1导通，则电感电流iL以斜率Ui/L线性增长，L为T1的原边电感，电感电流在无感电阻R1上采样u1=R1iL，该采样电压被送入电流检测比较器A2与来自误差放大器的Ue进行比较，当u1>Ue时，A2输出高电平，送到RS触发器U2的复位端，则两输入或非门U1输出低电平并关断Q1;当时钟输出高电平时，或非门U1始终输出低电平，封锁PWM，在振荡器输出时钟下降的同时，或非门U1的两输入均为低电平，则Q1被打开。

自激型单端反激电源的自激和稳压原理
自激型单端反激电源是一种简单、可靠的电源，主要包括MOS管、变压器、电容等元件。

其自激和稳压原理如下：
自激原理：正常情况下，MOS管导通，变压器传导能量，电容充电，电源电压上升。

当电源电压升高到一定程度时，MOS管进入饱和状态，无法导通，变压器不能继续传导能量，电容只能靠其自身的能量
维持负载电压，此时电源处于自激状态。

MOS管的负反馈作用也可以使电源保持自激状态。

稳压原理：在自激状态下，电容会周期性地放电，导致电源电压
波动。

为了稳定输出电压，引入了一个Zener二极管或稳压管，将其
连接在电容的反极性端，当输出电压超过设定值时，稳压管开始导通，吸收电容的放电能量，使输出电压稳定在设定值。

总之，自激型单端反激电源通过MOS管、变压器、电容等元件的
协同作用，实现了自激和稳压的功能，是一种简单、经济、效率较高
的电源。

单端反激式DC/DC 开关电源变压器的设计全过程，xuguoping 分享与世纪电源网的网友 变压器的参数计算：（1） 变压器的设计要求：输出电压：10V ～3KV ，8mA （变压器输出之后三倍压）输入电压：24 1V±工作频率：50KHZ最大占空比：45％变换效率：80％（2） 基本参数计算：输入最小电压：min IN V =－IN V V ＝24－1－0.5＝22.5V输出功率：OUT OUT OUT P U I =30000.00824()W =×=输入功率：OUT IN P P η=2430()0.8W == （3） 选择磁芯：由于输出功率为24W ，需要留有一定的余量，选择磁芯的型号为：EI-28。

其具体参数如下：材料：PC40；尺寸：28.0*16.75*10.6（mm）；P A ：0.6005（）；：86 4cm e A 2mm W A ：69.83； ：4300；2mm L A 2/nH N S B ：500mT （） 390mT （10） 25o C 0o C 使用时为防止出现磁饱和，实取磁通密度m B = 250 mT（4） 粗略估计匝数比以及最大占空比（通过实际计算）min (1)OUT MAX IN MAX V D N V D −= 30000.5522.50.45×=× 162.9=（求出结果后然后取整为Nm ）因为匝数比可以根据设计理念修正为M N ＝165，从而可以产生新的MAX Dmin OUT MAX M IN OUT V D N V V =+ 300022.51653000=×+44.7%=（5） 计算初级平均电流，峰值电流和电流的有效值由于输出功率为24W ，用电流连续模式（CCM ）比较适合。

这里取为0.6RP K .min min IN OUT P AVG IN IN P P I V V η== 240.822.5=×1.333A =.1[1]2P AVG P RP MAX I I K D =− 1.333(10.50.6)0.447=−××4.26A=.P RMS P I I ==2.054A =.P RMS I －电流有效值，P I －峰值电流，.P AVG I －平均电流，（RP K R RP PI K I =）电流比例因数，MAX D －最大占空比； 利用Krp 的值可以定量描述开关电源的工作模式，若Krp=1.0，即峰值电流和脉动电流相等，开关电源工作在断续模式；若Krp<1.0,峰值电流大于脉动电流，开关电源工作在连续模式。

单端反激电路工作原理
1. 单端反激电路的介绍
单端反激电路是一种非同步的开关电源，顾名思义，它只使用一个开关管。

这个电路非常有用，因为它可以产生高效和可控的输出电压，同时具有简单、紧凑和可靠的特点。

此外，它还能够匹配不同的输出负载，非常适合驱动笔记本电脑、LCD显示屏幕等电子设备。

2. 单端反激电路的原理
单端反激电路包含了一个变压器，开关管、二极管和滤波电容。

当开关管导通时，变压器中的磁场会逐渐增加，从而将能量传输到输出负载上。

一旦开关管被关闭，变压器中的磁场就会崩塌，从而将剩余的能量传回到电容上。

在这个过程中，二极管可以起到反向保护的作用，同时滤波电容可以消除电压峰值。

3. 单端反激电路的特点
单端反激电路具有一些很重要的特点。

例如，它可以通过改变开关管的频率和占空比来调整输出电压和电流。

此外，它不需要一个复杂的控制电路，因为它只使用一个开关管，并且只需要一个脉宽调制信号来驱动。

这使得它非常便于工程师设计、实现和调试。

4. 单端反激电路的应用
单端反激电路已经广泛应用于各种应用领域，例如电源电子、通信设备、工业控制、汽车电子和家庭电器等领域。

它可以用于生产高
性能、高效率和高可靠性的开关电源，并且可以控制电源电压和电流的输出特性。

在今后的电子行业中，它会继续发挥重要的作用，以满足对可控性、高效性和低成本的需求。

干货详解正激、反激、推挽、全桥、半桥区别和特点
1. 单端正激式
单端：通过一只开关器件单向驱动脉冲变压器.
正激：脉冲变压器的原/付边相位关系，确保在开关管导通，驱动脉冲变压器原边时，变压器付边同时对负载供电。

2. 单端反激式
反激式电路与正激式电路相反，脉冲变压器的原/付边相位关系，确保当开关管导通，驱动脉冲变压器原边时，变压器付边不对负载供电，即原/付边交错通断。

脉冲变压器磁能被积累的问题容易解决，但是，由于变压器存在漏感，将在原边形成电压尖峰，可能击穿开关器件，需要设置电压钳位电路予以保护D3、N3构成的回路。

从电路原理图上看，反激式与正激式很相象，表面上只是变压器同名端的区别，但电路的工作方式不同，D3、N3的作用也不同。

3.推挽（变压器中心抽头）式
这种电路结构的特点是：对称性结构，脉冲变压器原边是两个对称线圈，两只开关管接成对称关系，轮流通断，工作过程类似于线性
放大电路中的乙类推挽功率放大器。

4. 全桥式
这种电路结构的特点是：由四只相同的开关管接成电桥结构驱动脉冲变压器原边。

5. 半桥式
电路的结构类似于全桥式，只是把其中的两只开关管（T3、T4）换成了两只等值大电容C1、C2。

单端反激式三极管MOS电路设计与应用在电子电路设计中，单端反激式（Flyback）拓扑结构因其简单、高效及成本效益而在开关电源设计中占有一席之地。

当该拓扑与三极管（BJT）和金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET，简称MOS）结合时，可以构建出性能稳定、效率高的电源转换电路。

本文将深入探讨单端反激式三极管MOS电路的工作原理、设计要点以及应用实例。

一、单端反激式工作原理单端反激式转换器是一种隔离型开关电源，它通过变压器在开关管（如MOSFET）导通和关断的不同阶段存储和释放能量。

在开关管导通期间，变压器初级绕组被充电，并在其周围建立磁场。

当开关管关断时，磁场崩溃，在变压器次级绕组中感应出电压，从而向负载提供电能。

二、三极管与MOSFET在单端反激式电路中的角色在单端反激式转换器中，三极管和MOSFET都可以用作开关元件。

三极管作为电流控制型器件，其基极电流的变化可以控制集电极与发射极之间的导通与截止。

而MOSFET则是电压控制型器件，通过栅极电压的变化来控制漏极与源极之间的通断。

1. 三极管在单端反激式电路中的应用三极管因其成本较低，在一些对效率和体积要求不是特别严格的场合仍有一定应用。

在单端反激式电路中，三极管通常工作在饱和与截止状态之间，以实现高效的能量转换。

然而，三极管的开关速度相对较慢，且在高频工作时功耗较大，这限制了其在高性能电源中的应用。

2. MOSFET在单端反激式电路中的应用与三极管相比，MOSFET具有更快的开关速度、更低的导通电阻和更高的耐压能力，因此更适合用于高频、高效率的电源设计中。

在单端反激式电路中，MOSFET的栅极驱动电路需要精心设计，以确保快速、稳定的开关动作。

此外，MOSFET的散热设计也至关重要，以防止在高功率工作时温度过高而损坏。

三、单端反激式三极管MOS电路设计要点1. 变压器设计变压器的设计是单端反激式电源设计中的关键。

需要根据输入电压、输出电压、输出功率以及开关频率等参数来确定变压器的匝数比、磁芯材料和尺寸等。

单端反激拓扑的基本电路单端反激拓扑的基本电路b为Q1电流;c为次级整流二极管电流;d为Q1的Vce电压工作原理如下：当Q1导通时;所有的次级侧整流二极管都反向截止;输出电容Co、C1给负载供电..T1相当于一个纯电感;流过Np的电流线性上升;达到峰值Ip..当Q1关断时;所有绕组电压反向;次级侧整流二极管导通;同时初级侧线圈储存的能量传递到次级;提供负载电流;同时给输出电容充电..若次级侧电流在下一周期Q1导通前下降到零;则电路工作于断续模式DCM;波形如上图bcd;反之则处于连续模式CCM电流模式控制芯片UC2844/3844内部框图如下工作时序图如下开关电源启动时输出时序不正确的案例：电动汽车驱动板有两路开关电源;如下图开关电源1的UC2844启动电路;其输出包含VDD5开关电源2的UC2844启动电路;其输出包含+5V电路尽管两路开关电源的启动电路中电容都是200uF;充电电阻是30kΩ;但由于开关电源2中D26的存在;使得开关电源2充电快;先开始工作;导致光耦U24的副边电源+5V比原边电源先建立..当光耦U24的副边电源比原边电源先建立时;光耦会输出负压V out+相对于V out-的电压;如下图..CH1:VDD5电压CH2:+5V电压CH3:U31 pin6CH4：U31 Pin7光耦的负压会让运放U20输出一段600mV的负压;如下图U20 Pin1电压这段负压输入到控制板的比较器U5反向输入端;此时GENERATRIX信号的电压为-470mV;这个电压已经超过了比较器允许的最大负压器件资料规定输入负压不得大于0.3V;在环境温度超过73℃时;-470mV 的电压会导致比较器U5输出异常..SIZE-D旧版开关电源UC2844电路1、电路正常工作时1启动初始开始的一段时间Pin1电压维持在7.2V;原因：1+15电压较低;反馈电路的光耦U17初级侧的二极管两端电压未达到导通门限;因而U17次级侧阻抗无穷大开路22844的Pin2内部误差放大器“-”端接地;因此误差放大器输出为高电平;电压由芯片内部决定注：UC284X/UC384X芯片资料中误差放大器输出高电平的典型值为6.2V;测量其他产品开关电源启动时Pin1电压也都在6V左右;唯有这个电路Pin1电压偏高;但器件资料并没有给出高电平的最大值CH1:UC2844 Pin1CH2:UC2844 Pin3CH3:MOS驱动CH4：+15V当Pin1电压为7.2V 时;Pin3电压达到1V 则电流取样比较器输出翻转为高;驱动关闭..从2844内部框图可以看出当Pin1电压大于4.4V 时2个二极管压降为0.7V*2;电流取样比较器“-”端电压会被稳压二极管钳位到1V..当Pin1电压小于4.4V 时;电流取样比较器“-”端电压=Vcom -1.4/3..CH1:UC2844 Pin1 CH2:UC2844 Pin3 CH3:MOS 驱动 CH4：+15V 启动时第一个驱动脉冲;电流检测电阻上的电压从0开始上升;驱动持续时间比较长10uS 左右 启动时的第二个脉冲观察第二个驱动脉冲波形;电流检测电阻上的电压不是从0开始上升;也就是说开关管的电流不是从0开始;所以此时电路工作在CCM 电流连续模式;这是因为启动时负载电流比较大给各电路的储能电容充电..从下图的电路中可以看到;开关管Q2的电流检测电阻后端接了一个RC 滤波;然后才接到UC2844的Pin3;由于经过了滤波;Pin3电压是从0V 开始逐渐上升的;并不像电流检测电阻上的电压那样陡峭开关管电流检测增加RC 滤波的原 b 因：1变压器初级侧线圈匝与匝之间有分布电容;当MOSFET 每次开通时;输入电压会给此电容充电;充电电流会流过开通的MOSFET;导致MOSFET 电流上有尖峰;此尖峰会体现在电流检测电阻的电压上;并可能超过UC2844电流取样比较器的门限导致MOSFET 误关断;因此需要将此尖峰滤除..输入电压越大;匝间电容充电电流尖峰越大;如下图所示MOSFET 电流采样电阻上的波形;SIZE-D 驱动板120V 输入电压;最大尖峰411mV 300V 输入电压;最大尖峰730mV2在CCM 电流连续模式状态下;初级侧MOSFET 开通时;次级侧整流二极管反向恢复;反向恢复电流经过变压器反射到初级侧;在MOSFET 电流上形成一个尖峰;如下图所示电动汽车24V 输入驱动板;此尖峰会超过UC2844电流取样比较器的门限导致MOSFET 误关断;因此同样需要将此尖峰滤除..在DCM 电流不连续模式时;整流二极管不会有反向恢复电流;则MOSFET 开通时没有电流尖峰..CH1：电流采样电阻上的电压 CH2：UC2844 Pin3CCM;电流采样电阻上的尖峰 DCM;电流采样电阻的波形无尖峰这段时间Pin1电压为7.2V电流尖峰关于二极管反向恢复的详细讲解请参考增加RC滤波的影响：滤波电容容值偏小;电流尖峰不能有效消除；容值偏大会造成电流反馈延时过大;UC2844电流采样脚Pin3的电压低于电流采样电阻的电压;会造成输出限电流/限功率不准;重载或者输出短路时导致MOSFET、整流二极管损坏..经验案例参考：2Pin1电压下降主反馈+15V电压达到11.5V时;UC2844 Pin1电压开始从7.2V往下降;此时光耦U17 Pin1为9.6V;Pin2为8.7V;光耦U17的发光二级管导通管压降1.0V;Vce电压下降即UC2844 Pin1电压下降注：从原理上来说;主反馈电压要达到15V才能使得TL431基准输入电压为2.5V;这样才能保证TL431开始工作;光耦二极管开始导通；而这里主反馈在11.5V时光耦二极管就导通;并不是因为TL431开始工作了;具体原因后文有详细说明Pin1电压下降而下降..这样Pin3的电压峰值也逐渐低于1V..CH1:UC2844 Pin1CH2:UC2844 Pin3CH3:MOS驱动CH4：+15V3稳态时的波形1.76-1.4/3=120mV..从这个图看;Pin3电压达到170mV时驱动关断;与计算的120mV有些偏差..注：此处计算有错误;关断时内部电流比较器门限电压应该用此时Pin1的瞬时值计算;而不是用有效值二、新制动单元开关电源电路图Ver：0与SIZE-D的驱动板不同;新制动单元UC2844的Pin1没有通过电阻接到Pin8;从后文可以看出这样做是不太合适的1、启动时Vcc波形新制动单元启动时UC2844的电源Vcc先下降再上升;最低到11V左右;由于UC2844欠压锁定的门限最大值为11V;因此这里有可能导致开关电源打嗝..而SIZE-D启动时Vcc下降幅度很小..新制动单元波形CH1：UC2844 Pin7Vcc CH3：UC2844 Pin6SIZE-D波形CH1：UC2844 Pin7Vcc这里Pin3电压能达到1V Pin3电压已经低于1V了通过上面的波形引申出两个问题1启动时UC2844供电电源Vcc电压值为什么会先降低再上升启动时;除了给UC2844供电的辅助绕组外;各输出绕组的滤波电容上电压都很低0V;因此输出绕组电压被钳位在较低的电压..由于此时辅助绕组输出滤波电容的电压较高即UC2844电源电压Vcc;整流二极管无法导通;UC2844的工作电流全部来自滤波电容;因此UC2844电源Vcc会有一段时间的下降;直到辅助绕组电压高于滤波电容电压;辅助绕组开始给UC2844供电并给滤波电容补充能量;V CC电压升高..下图为辅助绕组整流二极管阳极电压波形;启动时阳极电压低于阴极电压即UC2844电源Vcc电压2为什么新制动单元的Vcc电压降幅比SIZE-D大很多对比新制动单元和SIZE-D电路主要有三点不同①新制动单元UC2844的Vcc滤波电容为47uF;SIZE-D则为220uF..这样在UC2844启动之前;SIZE-D的滤波电容储存的能量较多;启动后电压下降较慢..②新制动单元驱动电阻为10Ω;SIZE-D为100Ω;两者MOS管型号不同;但其输入电容Ciss相同;因此SIZE-D驱动电流较小;Vcc负载比新制动单元小;SIZE-DVcc电压下降慢..③变压器有一路绕组给Vcc供电;新制动单元Vcc限流电阻为10Ω;SIZE-D为36Ω;新制动单元Vcc供电电流比SIZE-D大;这一点新制动单元优于SIZE-D..综上;针对1、2做对比试验新制动单元;滤波电容加大为100uF;启动时Vcc最低为13.3V..SIZE-D滤波电容减小为47uF;启动时Vcc最低为12.9V;仍高于47uF滤波电容值的新制动单元..2更改新制动单元MOS驱动电阻为100Ω;启动时Vcc最低仍为11V;表明此电阻对Vcc电压无影响..原因：MOS门极电压升到15V所需要的电量是一定的;亦即UC2844输出的能量是一定的;驱动电阻只是决定了电压上升的快慢;并不改变UC2844负载大小2、UC2844 Pin1电压反馈波形稳定工作时的波形高分辨率模式CH1：UC2844 Pin1CH2：UC2844 Pin3CH3：MOS驱动从上面的波形可以看出;UC2844 Pin1电压波动很大;有约1ms的时间为0V;即反馈光耦U10CTR为200~400处于饱和导通的状态;这段时间内MOSFET驱动完全关闭..从原理图上看;UC2844的Pin1与Pin8之间没有接电阻;光耦次级侧电流I C完全靠UC2844 Pin1提供;但是UC2844 Pin1的拉电流能力误差放大器输出为高电平时的输出电流很小如下图所示;导致光耦次级I C很小;当主反馈电压偏高时;光耦I F增大;使得初、次级满足I F*CTR>I C;光耦饱和导通..UC2844内部误差放大器特性尝试在UC2844 的Pin1、Pin8之间接电阻;当Pin1电压低于Pin8电压5V时;Pin8可以通过此电阻给光耦次级侧提供电流;增大Ic;使光耦不进入饱和导通状态..通过实验对比可以看出加电阻确实可以使光耦一直工作在放大区;这样可以明显减小输出电压的纹波实验中测试的是UC2844电源Vcc 1加电阻2kΩ;稳态时波形如下;UC2844 Pin1电压在2.48V左右CH1：UC2844 Pin1 CH2：MOS驱动2加电阻4.7kΩ;稳态时波形如下;UC2844电源Vcc纹波150mV;Pin1电压2V左右CH1：UC2844 Pin7Vcc CH2：MOS驱动CH3：UC2844 Pin13未加电阻时波形如下;UC2844电源Vcc纹波高达530mVCH1：UC2844 Pin7Vcc CH2：MOS驱动CH3：UC2844 Pin1三、电动汽车低压驱动板开关电源低压驱动板上有2两路开关电源;输入电压都是24V低压;但负载不同;电路设计不一样..1、开关电源1启动波形1第一个驱动;持续时间长;电流检测电阻上的电压已经达到1.2V..由于输入电压只有24V;变压器匝间电容几乎不会引起MOSFET开通时的电流尖峰CH1：电流检测电阻电压CH2：Isense电压2、稳态时的波形DCM由于变压器有漏感;等效为与变压器原边绕组串联;MOS开通时漏感会储存能量;当MOS关断时漏感储存的能量不能传递到副边;此部分能量需要寻找泄放途径;就会在MOS电压上形成尖峰..在DCM状态;电流较小;因此MOS关断时尖峰电压较低;如下图为49VCH1：MOS管电压Vds CH2：次级侧+17U整流二极管电压DCM状态;当次级侧整流二极管续流结束时;初级侧励磁电感和MOSFET的输出电容CossD、S之间电容谐振;励磁电感感量大;所以谐振幅度大;频率低f=1/2π*√LC;引起谐振的过程如下：1首先;在副边传递能量的过程中;MOS管上的电压是输入电压与副边反射电压之和..由于两者都是稳定的;所以前期电压是稳定的..2当能量传递完成的时候;副边相当于开路;原边也相当于开路;那么原边电路等效为一个输入电源;一个变压器绕组;一个MOS管输出电容;即电源+电感+电容;由于电容上的电压与电源电压不相等;所以只能发生谐振..振荡开始阶段;MOS管输出电容上的电压输入电压Vin与反射电压Vr之和比输入电压高;MOS管输出电容开始通过变压器原边给输入电源充电;所以MOS管DS电压开始降低;由于RCD钳位电路的存在;这个振荡是阻尼振荡;幅度越来越小;直到Vds稳定在输入电源电压..谐振电压通过变压器耦合到次级侧整流二极管CH1：MOS管电压CH3：+17U整流二极管电压红线左边为整流二极管续流;右边则是续流结束;初级侧发生谐振Vin+Vr Vin3、CCM状态电源启动时;电路处于CCM状态;负载电流较大; MOSFET关断时尖峰电压较高;如下图为63V..MOS 管关断期间副边二极管一直在导通;原边MOS管电压被钳位在输入电压与反射电压之和;因此MOS管关断后不会出现DCM时的谐振CH1：MOS管电压Vds CH2：次级侧+17U整流二极管电压由于MOSFET关断时会有很高的尖峰电压;如果不采取措施;此电压可能会击穿MOSFET;因此电路中都会加RCD吸收;如下图中红色选中器件D30、C71及与C71并联的4个电阻..开关电源1 MOS管RCD吸收电路从下图波形可以看出;当MOS导通时D30承受约40V的反压；MOS关断瞬间; Vds电压上升到电源电压与反射电压之和即Vin+Vr;此时D30导通;漏感能量经过D30给电容C71充电..CH1：D30电压CH3：MOS管电压VdsD30导通稳态时DCM状态D30波形左图红框展开波形电容C71上的电压波形如下;在17V左右波动..D30导通时C71吸收漏感能量;电压升高;漏感能量释放完毕后D30截止;C71电压逐渐降低;直到D30再次导通CH1：D30电压CH3：电容C71两端电压关于RCD吸收电路的原理与分析计算;请参考附件4、开关电源2反馈电路1TL431等效电路图如下电压反馈的稳压原理：当主反馈电压+5V升高时;经电阻R125、R155分压后接到TL431的参考输入端误差放大器同向输入端的电压升高;使得TL431阴、阳极间电压Vka降低;进而光耦的二极管电流I F变大;于是光耦集射极动态电阻变小;集射极间电压变低;即UC2844的Pin1电压变低;使得MOSFET功率管的导通时间变短;于是传输到次级线圈的能量减小;使输出电压降低..参考波形如下：稳态时的波形;数学函数为CH1-CH2;即R150上的电压;最高825mV;最低680mV;二极管导通压降为1.05V;则可以算出流过光耦二极管的电流IF最高1.25mA;最低0.95mACH1：+5V CH2：U22 Pin1CH3：U22 Pin2Vka MATH：CH1-CH2R150压降CH1：+5V CH2：U22 Pin1CH3：U22 Pin2Vka CH4：MOS驱动2电源启动时反馈电路波形Vka有一个电压下降的点;此时主反馈电压还未达到5V;TL431还未开始工作；电阻R150压降218mV;则TL431电流I KA为0.46mA;光耦U22二极管压降0.85V;未导通；之后I KA开始显着增加主反馈电压达到5V时;TL431开始工作;光耦U22初级侧导通;二极管压降为1V;次级侧Vce开始下降;此时R150压降为470mV;则TL431电流I KA为1mACH1：+5V CH2：U22 Pin1CH3：U22 Pin2Vka CH4：U22 Vce MATH：CH1-CH2R150压降启动时波形Vka有一个电压下降的点;此时电阻R150压降218mVCH1：+5V CH2：U22 Pin1CH3：U22 Pin2Vka CH4：U22 Vce MATH：CH1-CH2R150压降主反馈电压达到5V时;光耦U22次级侧Vce开始下降;此时R150压降为470mVCH1：U22 pin1CH2：U22 pin2Vka CH4：U22 Vce MATH：CH1-CH2光耦U22二极管压降CH1：U22 pin1CH2：U22 pin2Vka CH4：U22 Vce MATH：CH1-CH2光耦U22二极管压降Vka有一个电压下降的点;此时光耦U22二极管压降0.85V光耦U22次级侧Vce开始下降时初级侧二极管压降为1V对比看开关电源1反馈电路启动时的波形如下;可以看出当+17U-电压上升到10V左右时光耦U8次级侧电压就开始下降;一段时间后上升并再次下降;此电压波动说明当+17U-电压上升到10V左右时;光耦初级侧就开始有电流CH1：+17U-电压CH2：U8 Pin2Vka CH3：U8 Pin4幅值不准启动时波形从TL431的内部等效图可以看出;当参考输入端电压低于2.5V时;I KA可以认为是零;而+17U-电压为10V时;TL431参考端电压远低于2.5V;那么流过光耦初级侧的电流从哪里来唯一的路径就是经过R55、C85;再到R57..验证过程如下：开关电源输入端不供电;用稳压源给+17U-/-8U-供电;量测如下电压波形1稳压源供电5V;R55上最高有1.5V的电压;电流最高0.45mA；R54上最高有0.92V的电压;电流最高0.46mA;即电流全部流过R55、C85;此时光耦二极管未导通CH1：R55右端Ch2：R55左端Math：CH1-CH2R55电压R55上的电压波形CH1：R54左端Ch2：R54右端Math：CH1-CH2R54电压R54上的电压波形2稳压源供电10V;R55上最高有3.1V的电压;电流最高0.94mA；R54上最高有1.95V的电压;电流最高0.97mA..电流全部流过R55、C85CH1：R55右端Ch2：R55左端Math：CH1-CH2R55电压R55上的电压波形CH1：R54左端Ch2：R54右端Math：CH1-CH2R54电压R54上的电压波形3去掉C85;稳压源10V供电;R54基本没有电压降尖峰处是因为机械开关的抖动CH1：R54左端Ch2：R54右端Math：CH1-CH2R54电压从以上实验可以看出;开关电源启动时;由于C85的存在;主反馈电压升高到10V时;经过R54、R53//U8、R55给C85充电;导致U8初级侧有电流;引起次级侧电压波动..去掉C85后给开关电源1输入供电;启动时波形如下;可以看出当+17U-电压升高到25V时光耦次级侧电压才开始下降CH1：+17U-电压CH2：U8 Pin2V KA CH3：U8 Pin4CH1：+17U-电压CH2：U8 Pin2V KA CH3：U8 Pin4从上图可以看出去掉C85后;当主反馈电压达到5V;TL431开始工作时V KA有明显的抖动;造成光耦次级侧电压波动较大;这样会导致整个电压反馈环路的不稳定;输出电压波动较大;这样C85在电路中的作用也体现出来了;就是用来做环路补偿的..关于环路补偿的详细分析请参考如下附件。

单端反激电路的三种工作模式HDJ 2011-9-6反激电源有三种工作模式：连续工作模式、断续工作模式、临界连续工作模式。

本文分为3个部分：（1）连续工作模式；（2）断续工作模式；（3）临界连续工作模式；单端反激电源简图如图表 1所示图表 1 单端反激电源简图1. 连续工作模式 单端反激电源满载或者重载时，开关占空比大，副边二极管未关断时MOS 管就会开通，其工作过程没有原副边电流同时为0的情况，即工作在连续模式，其工作波形如图表 2所示。

U qU l ki 2i qU 2U 1ttttttt 0t 1t 2t 3V g st图表 2 单端反激电源工作过程工作过程分析如下：1) t0时刻之前，开关管处于导通状态，原边电流上升，变压器储能，原边电压为正，副边电压为负，电容C1上对R1缓慢放电，C1电压减小。

原边电流副边电流2) t0~t1阶段。

t0时刻，关断开关管。

(a) 原边电流迅速减小，其减小的速度为Vin/Lm，副边二极管导通，副边电流迅速增大；(b) 原边激磁电感上的电流减小，原边电压减小，副边电压升高，两者同时过0，然后各自达到最小值和最大值，副边电压为2V ，原边电压为)//(2p s N N V 。

(c) 由于MOS 管有结电容存在，所以其上电压不能突变，是零电压关断。

MOS 管承受的压降为)//(2p s in N N V V +；(d) 这个过程中，由于漏感上的电流不能突变，开始对C1充电，C1不再减小，有增大的趋势。

3) t 1~t2时刻。

这个过程中，(a) 原副边电压和MOS 管压降基本保持不变；(b) 由于t1时刻U1达到负的最大值，其电压高于C1电压，所以C1被充电，并很快达到最大值；(c) 由于变压器能量在释放，副边电流缓慢减小。

4) t 2~t3时刻。

t2时刻关断MOS 管。

(a) 原边电压迅速升高，副边电压开始降低，并且在t3时刻达到最大值和最小值。

(b) 该过程中电流有一个很大的尖峰，该尖峰产生的原因有两个方面：第一、由于副边电流未减小到0时被强迫关断，所以反射到原边产生；第二、由于原边电感电压在这一过程中变化很快，由dt di L U /⋅=可知，电流随着电压的变化也迅速增加，该尖峰电流在t3时刻达到最小值； 5) t 3时刻以后，MOS 管结电容放电，很快完全导通，其工作过程跟t0时刻之前一样。

单端反激开关电源的变压器实质上是一个耦合电感，它要承担着储能、变压、传递能量等工作。

下面对工作于连续模式和断续模式的单端反激变换器的变压器设计进行了总结。

1、已知的参数这些参数由设计人员根据用户的需求和电路的特点确定，包括：输入电压V in、输出电压V out、每路输出的功率P out、效率η、开关频率f s(或周期T)、线路主开关管的耐压V mos。

2、计算在反激变换器中，副边反射电压即反激电压V f与输入电压之和不能高过主开关管的耐压，同时还要留有一定的裕量(此处假设为150V)。

反激电压由下式确定：V f=V Mos-V inDCMax-150V反激电压和输出电压的关系由原、副边的匝比确定。

所以确定了反激电压之后，就可以确定原、副边的匝比了。

N p/N s=V f/V out另外，反激电源的最大占空比出现在最低输入电压、最大输出功率的状态，根据在稳态下，变压器的磁平衡，可以有下式：V inDCMin•••D Max=V f•(1-D Max)设在最大占空比时，当开关管开通时，原边电流为I p1，当开关管关断时，原边电流上升到I p2。

若I p1为0，则说明变换器工作于断续模式，否则工作于连续模式。

由能量守恒，我们有下式：1/2•(I p1+I p2)•D Max•V inDCMin=P out/η一般连续模式设计，我们令I p2=3I p1这样就可以求出变换器的原边电流，由此可以得到原边电感量：L p= D Max•V inDCMin/f s•ΔI p对于连续模式，ΔI p=I p2-I p1=2I p1；对于断续模式，ΔI p=I p2 。

可由A w A e法求出所要铁芯：A w A e=(L p•I p22•104/B w•K0•K j)1.14在上式中， A w为磁芯窗口面积，单位为cm2A e为磁芯截面积，单位为cm2L p为原边电感量，单位为HI p2为原边峰值电流，单位为AB w为磁芯工作磁感应强度，单位为TK0为窗口有效使用系数，根据安规的要求和输出路数决定，一般为0.2~0.4K j为电流密度系数，一般取395A/cm2根据求得的A w A e值选择合适的磁芯，一般尽量选择窗口长宽之比比较大的磁芯，这样磁芯的窗口有效使用系数较高，同时可以减小漏感。

单端反激电路设计D取值
引入单端反激钳位电路，目的是消耗漏感能量,但不能消耗主励磁电感能量，否则会降低电路效率。

要做到这点必须对RC参数进行优化设计，当S1关断时，漏感Lk释能，D导通，C上电压瞬间充上去,然后D截止，C通过R放电。

S1关断时，Lk释能给C充电，R阻值较大，可近似认为Lk与C发生串联谐振谐振周期为TLC等于2T、LkC，经过四分之一谐振周期，电感电流反向D截止，这段时间很短。

由于D存在反向恢复，电路还会有一个衰减振荡过程，而且是低损的，时间极为短暂，因此叮以忽略其影响总之C充电时间是很短的相对于整个开关周期，可以不考虑。

本人认为这讲的极有道理，开关管截止时间里充电过后就要放电，所以在实际实验中如果R太小还没到开关管导通C的电已放完了，故出现了一个平台，这时会消耗反射电压的能量，所以D的取值一定要使C的放电电压在开关管导通时不小于反射电压。

在进入到导通时间后C的电压为负值，千万不要认为是某个电压对C反向充电，本人认为是开关管导通后呈现的低电位。