高频信号注入法进行永磁同步电机转子位置检测的信号采集系统

摘要永磁同步电机(PMSM)因其体积小、效率高、能量密度高等特点，已经在工业生产、日常生活、新能源汽车等领域中得到了广泛的应用。

常用的永磁同步电机控制策略都需要实时获知转子的位置，目前一般是通过角度传感器来获得转子位置，但与此同时，带有角度传感器的控制系统往往需要控制系统提供额外的接口电路，而且需要考虑传感器的稳定性和成本等问题，一些工作情况比较恶劣的情况下甚至不允许系统加装传感器。

鉴于这些原因，无位置传感器的PMSM控制成为当前需要解决的一个问题。

本文针对这一问题，研究了基于高频信号注入法的PMSM无位置传感器的控制策略。

本文首先分析了PMSM的基本结构以及数学模型，然后介绍了空间矢量脉冲宽度调制(SVPWM)的理论。

在SVPWM的基础上，介绍了PMSM的矢量控制，即通过坐标变换解耦，把控制系统的励磁分量和转矩分量单独控制。

在矢量控制系统的大框架下，介绍了高频信号注入法的基本工作原理，即在电机的基波电压中注入幅值远低于直流总线电压、频率远高于转子电角度频率的正弦信号，然后对高频信号激励下的定子电流进行采样，通过滤波器获得含有转子位置的高频信号，再通过一系列数学运算解算出转子位置。

在这些理论基础上，建立了旋转高频注入法和脉振高频注入法的MATLAB/Simulink模型，仿真结果表明两种高频注入法都能较好的跟踪转子位置。

设计了以MKV46F256VLH16为核心的PMSM无位置传感器控制系统，并在图形化上位机FreeMASTER平台运行了基于脉振高频注入法的实验，得到了详细的实验波形和数据。

论文最后通过仿真和实验结果，得出结论。

关键词：永磁同步电机 无位置传感器 矢量控制 高频注入法AbstractPermanent Magnet Synchronous Motor(PMSM) has been widely used in the field of industrial production, daily life, new energy vehicles and so on due to its small volume, high efficiency, high energy density, etc. In general, common control strategy for PMSM needs real-time rotor position, which is usually obtained by rotor position sensor. Meanwhile, control system with position sensor should offer additional interface electric circuit, and the stability and cost of position sensor should be taken into consideration. In addition, position sensor could not be installed in harsh situation. In consideration of these reasons, sensorless control system for PMSM need to be proposed. This paper aims at this issue and studies strategy of sensorless control on PMSM based on high frequency signal injection.This paper analyzes the basic structure and mathematic model of PMSM, and introduces the theory of Space Vector Pulse Width Modulation(SVPWM). B ased on SVPWM, vector control system of PMSM is introduced, which decouples excitation and torque variable using coordinates transform, so two variables could be controlled alone. Basic principle of high frequency signal injection is introduced based on the frame of vector control. Sinusoidal signal is injected into motor basic voltage, whose amplitude is far below dc bus voltage and frequency is far higher than rotor electrical frequency. After sampling stator current which is generated by high frequency injection, high frequency signal with rotor position information could be obtained by filter. Rotor position could be solved with mathematic operation by high frequency signal. Based on these theoretical analysis, MATLAB/Simulink model of rotating high frequency signal injection and fluctuating high signal frequency injection are built, which have superior performance on rotor position trace. At last, a sensorless PMSM control system experiment platform is designed, which uses the MKV46F256VLH16 chip as the core component, and experiment of high frequency signal injection is operated on graphic upper-computer FreeMASTER, and detailed experimental waveforms and data are obtained.Finally, this paper draw a conclusion based on simulation and experiment.Keywords：PMSM; Sensorless; Vector Control; High Frequency Signal Injection目录摘要 (I)Abstract ................................................................................................................................................... I I 目录. (III)第一章绪论 (1)1.1研究背景 (1)1.2国内外发展现状及分析 (3)1.3本文主要研究内容 (5)第二章PMSM的数学模型与控制 (7)2.1永磁同步电机的基本结构 (7)2.2 PMSM的数学模型 (8)2.3 SVPWM算法的原理与实现 (12)2.4 PMSM的矢量控制 (15)2.5本章小结 (17)第三章高频信号注入法的PMSM无位置传感器控制 (18)3.1 高频激励下的PMSM数学模型 (18)3.2 旋转高频电压注入法的PMSM无传感器控制 (20)3.3 脉振高频电压注入法的PMSM无传感器控制 (23)3.3.1 脉振高频电压注入法的基本原理 (23)3.3.2 基于跟踪观测器的转子位置估计方法 (25)3.3.3 基于PLL转子位置估计方法 (26)3.4 转子极性判断 (28)3.5 本章小结 (30)第四章高频注入法的Simulink仿真 (32)4.1 基于SVPWM的FOC控制算法仿真 (32)4.1.1 SVPWM算法仿真模块 (32)4.1.2 基于SVPWM的FOC控制算法仿真 (35)4.2旋转高频电压注入法系统仿真 (37)4.3脉振高频电压注入法系统仿真 (41)4.4 两种高频注入法的比较 (43)4.5 本章小结 (43)第五章PMSM无传感器矢量控制系统设计 (45)5.1 系统硬件结构 (45)5.1.1 主控制芯片 (46)5.1.2 电源电路 (46)5.1.3 IPM功率电路 (48)5.1.4 信号采集电路 (49)5.1.5 通信电路 (51)5.2 系统软件结构 (51)5.2.1 主程序设计 (52)5.2.2 中断子程序设计 (52)5.2.3 SVPWM程序设计 (53)5.2.4 PID程序设计 (54)5.2.5 脉振高频注入法检测转子位置程序设计 (55)5.3 基于高频注入法的无位置传感器永磁同步电机矢量控制系统试验 (56)5.4本章小结 (60)结论与展望 (61)参考文献 (63)攻读硕士学位期间取得的研究成果 (67)致谢 (68)第一章绪论第一章绪论1.1研究背景能源一向是人类生活、工业生产必不可缺的物质根本。

上式中，转子角速度由ω指代，当它的取值为
因高频电压信号从电机绕组中通过，故而，可对定子电阻压降进行忽略，进一步得出定子电压方程和电流响应信号等[1]。

将高频旋转电压信号持续注入定子绕组中，即可得出三相静止坐标系中的电压，分别用U和ωh对高频电压信号幅值和角频率进行表示，继而依托3/2将其变换至两相
由上式可知，三相高频电流响应信号都是两个同频率正弦信号差，同频率正弦交流电压相加其性质不变，而幅值影响因素则是两个信号各自的幅值和相位差。

已知电机参数和高频注入信号的情况下，θ能调制三相高频电流响应信号幅值。

三相高频电流响应信号幅值与θ角变化规律相关，与正弦规律类似。

三相高频电流响应信号幅值变化幅度与电机凸性成正比。

倘若提取位置信息时使用查表方法，无论是注入高频电压信号幅值，还是角频率都会对该操作产生干扰，反之，
轴电感会随之减小，
图1定子磁势影响d轴磁路
由上述已知条件，对电机d轴电流表达式予以确定：
得出结论：i d与L sd成反比，L sd越大，i d越小。

该背景下，分别将同等时间和幅值的脉冲电压注入到不同的位置和（θ+π），继而对两次响应电流幅值进行检测和比较，得出转子位置角[3]。

3实验结果分析
采用一台内嵌式永磁同步电机，对永磁同步电机转子初始位置检测方法进行验证，分别将其额定电压和额定功。

基于高频方波信号注入的PMSM无传感器低速运行研究王莉娜;郝强【摘要】目前,永磁同步电机(PMSM)无位置传感器运行研究受到广泛关注.采用一种基于高频方波信号注入的方法实现PMSM无位置传感器启动以及低速运行.首先详细分析了高频方波信号注入检测原理,然后对注入的高频方波信号以及电流采样模式进行了改进.向估计的两相旋转坐标系注入高频方波电压信号,根据检测到的定子电流并结合注入的电压信号即可获得转子位置,并且利用电机的磁路饱和特性,实现转子初始位置检测.所提出的改进方法不依赖于准确的电机参数,信号处理过程简单易实现.仿真结果验证了该方法的正确性.【期刊名称】《电气传动》【年(卷),期】2015(045)006【总页数】6页(P20-25)【关键词】永磁同步电机;无传感器控制;高频方波注入;Luenberger观测器【作者】王莉娜;郝强【作者单位】北京航空航天大学自动化科学与电气工程学院,北京100191;北京航空航天大学自动化科学与电气工程学院,北京100191【正文语种】中文【中图分类】TM341与传统的PMSM控制策略相比，无位置传感器控制减少了机械式位置速度传感器，更能满足高可靠性、低成本以及高温高湿等恶劣环境运行等特殊要求［1］，具有良好的发展前景，因而已经成为电机控制研究领域热点之一。

目前，PMSM无速度传感器低速运行控制算法主要是基于高频信号注入检测法［2］。

该方法不依赖于电机参数，适合于电机无速度传感器低速运行。

传统的高频信号注入法，向电机定子绕组中注入高频正弦信号，通过检测定子电流中的高频信号成分获取转子位置信息［3］。

这种方法信号处理过程复杂，对硬件电路要求较高，并且需要使用滤波器，会带来时间延迟和幅值畸变，工程实现复杂。

为了解决这一问题，文献［4］提出了用高频方波信号代替高频正弦信号注入到电机中，并给出了几种可以注入的方波类型。

这种注入方法无需对高频电流响应进行解调和滤波，很大程度上简化了信号处理过程。

基于新型高频注入法的表贴式永磁同步电机转子初始位置检测方法洪琨;刘刚;毛琨;吕晓源;周新秀【摘要】针对表贴式永磁同步电机,提出了一种基于虚拟脉振高频注入法结合载波频率成分法的转子初始位置检测方法.该方法在传统脉振高频注入法的基础上,加入虚拟高频旋转坐标,对传统脉振高频注入法进行了改进;同时,引入载波频率成分法作为转子磁极判断依据.通过仿真和工程实验,对该方法进行验证.实验结果表明:与传统的脉振高频注入法相比,该方法不需要PI调节,易于工程实现,并解决了部分传统脉振高频注入法的过零点问题;与传统的磁极判断方法相比,该方法实施过程简单,准确性高,算法执行时间短.【期刊名称】《电工技术学报》【年(卷),期】2018(033)013【总页数】9页(P2914-2922)【关键词】表贴式永磁同步电机;位置检测;凸极效应;虚拟脉振;载波成分【作者】洪琨;刘刚;毛琨;吕晓源;周新秀【作者单位】北京航空航天大学惯性重点技术实验室北京 100191;北京航空航天大学新型惯性仪表与导航系统技术国防重点学科实验室北京 100191;北京市高速磁悬浮电机技术及应用工程技术研究中心北京 100191;北京航空航天大学惯性重点技术实验室北京 100191;北京航空航天大学新型惯性仪表与导航系统技术国防重点学科实验室北京 100191;北京市高速磁悬浮电机技术及应用工程技术研究中心北京 100191;北京航空航天大学惯性重点技术实验室北京 100191;北京航空航天大学新型惯性仪表与导航系统技术国防重点学科实验室北京 100191;北京市高速磁悬浮电机技术及应用工程技术研究中心北京 100191;北京航空航天大学惯性重点技术实验室北京 100191;北京航空航天大学新型惯性仪表与导航系统技术国防重点学科实验室北京 100191;北京市高速磁悬浮电机技术及应用工程技术研究中心北京 100191;北京航空航天大学惯性重点技术实验室北京 100191;北京航空航天大学新型惯性仪表与导航系统技术国防重点学科实验室北京 100191【正文语种】中文【中图分类】TM3010 引言近年来，永磁同步电机（Permanent Magnet Synchronous Motor, PMSM）以其体积小、重量轻、能量密度高、运行可靠性高等优点而受到广泛关注[1-4]。

基于旋转高频注入法的永磁同步电机转子初始位置检测研究一、本文概述随着现代工业自动化和精密控制技术的不断发展，永磁同步电机（PMSM）因其高效率、高功率密度和优良的控制性能，在众多领域得到了广泛的应用。

电机的转子初始位置检测一直是电机控制系统中的一个关键技术难题。

准确的转子位置信息对于电机的启动、运行和控制至关重要，尤其是在无位置传感器的应用场景中，初始位置的准确检测成为实现高效电机控制的前提。

本文旨在研究一种基于旋转高频注入法的永磁同步电机转子初始位置检测技术。

旋转高频注入法作为一种有效的转子位置检测方法，通过在电机定子绕组中注入高频电流，利用转子磁场与注入电流之间的相互作用，实现对转子位置的检测。

该方法具有结构简单、成本低、可靠性高的特点，适用于无传感器的电机控制系统。

本文首先介绍永磁同步电机的基本原理和转子位置检测的重要性，然后详细阐述了旋转高频注入法的工作原理和实现过程。

在此基础上，通过仿真和实验验证了该方法的有效性和准确性。

对本文的研究成果进行了总结，并对未来的研究方向进行了展望。

通过本研究，我们期望为无传感器永磁同步电机控制系统的设计和应用提供一种新的转子初始位置检测方案，以促进电机控制技术的发展和应用。

二、永磁同步电机的基本原理与特性永磁同步电机（PMSM）作为一种高效、高性能的电动机类型，在众多工业和商业应用中得到了广泛的使用。

其独特的设计使得电机在没有额外的励磁电源的情况下，能够维持一个恒定的磁场。

这种电机的基本原理是基于电磁感应定律和永磁体提供的恒定磁场与转子磁场的相互作用。

永磁同步电机的主要特性包括高效率、高功率密度、低噪音和长寿命。

这些特性使得PMSM在需要精确控制和高性能的应用中，如电动汽车、精密机械和可再生能源系统中，成为首选的电机类型。

在转子初始位置检测方面，旋转高频注入法是一种有效的技术。

该方法通过在电机的定子绕组中注入高频电流，产生一个额外的旋转磁场。

这个旋转磁场与永磁体产生的磁场相互作用，导致转子产生一个相对于其当前位置的位移。

基于高频电压注入法的永磁同步电机转子初始位置检测Initial Rotor Position Inspection of PMSM Based on Rotating HighFrequency Voltage Signal Injection北京航空航天大学自动化科学与电气工程学院蔡名飞周元钧摘要:为了解决新型无位置传感器永磁同步电机的起动问题，提出了一种在电机静止状态下检测转子位置的新方法。

该方法在算法上改进了传统的旋转高频电压注入法，使得可以更为快速、准确的检测出转子初始(均扫位置。

并且针对传统旋转高频电压注人法无法检测出转子永磁体极性问题，在dq旋转坐标系下，通过分析永磁同步卜匕机d轴磁链和定子电流之间的关系，利用d轴电流的泰勒级数展开，提出J’根据定子铁芯非线性磁化特性获得判另}J N/S极极性信息的新方一案。

最后，建立了系统仿真模型。

仿真结果验证了这种方法的有效性和可行性。

此方法同样适用于永磁同步电机在中、低速时的转子位置检测。

关键词:永磁同步电机转子初始位置旋转高频注人非线性磁化特性N/S极极性1引言永磁同步电机高精态、高动态性能的速度、位置控制，都需要准确的转子位置信息。

如果位置检测误差较大，会导致电机不能正常起动、运行。

传统方法是通过机械式传感器来测量转子的速度和位置。

但机械式传感器减低了系统的可靠性，增加了系统的成本;同时传感器对环境有着严格的要求，电磁干扰、温度、湿度、振动对它的测量精度都有影响。

特别针对某些航空伺服电机，长期工作在恶劣、复杂的环境中，所以研究无位置传感器不仅可以减少航空电机成本，而且可以减少不必要的引线，将大大提高整个系统的可靠性〔‘]。

最简单的无位置传感器控制方法是文献「2]提出的基于对检测到的电机反电动势进行积分，这种方法虽然简单，但是在零速或低速阶段因为反电动太小，难以检测而失败。

后来人们又提出了高频注人法，其主要思想是用电机固有的空间凸极或凸极效应可以实现对转子位置的检测，这种方法与转速没有直接关系，有效克服了反电动势法的缺陷。

基于旋转高频电压注入的永磁同步电机转子初始位置辨识方法杨健;杨淑英;李浩源;张兴【摘要】内置式永磁同步电机(IPMSM)广泛采用旋转高频注入法辨识转子初始位置,但其辨识精度受到数字控制采样和计算延时、PWM输出延时以及信号解调过程中滤波器环节产生的相位延时等因素的影响.该文在对各因素产生的影响进行分析的基础上提出一种统一补偿算法.该补偿算法利用相关影响因素对正序电流和负序电流产生相位影响所具有的相关性,通过提取正序电流信号中的相位偏差,对负序电流信号的相位进行统一补偿,以提高位置观测精度.为区分转子磁极极性,提出基于电流闭环控制的饱和电感量极性判断方法.该方法在极性辨识过程中,为使电机处于静止状态,将交轴(q轴)电流控制为0,通过施加不同的直轴(d轴)电流,比较计算得到对应的电感值,并据此达到极性判断的目的.实验结果验证了误差补偿和极性判断算法的有效性.【期刊名称】《电工技术学报》【年(卷),期】2018(033)015【总页数】9页(P3547-3555)【关键词】永磁同步电机;转子初始位置辨识;极性判断;延时校正【作者】杨健;杨淑英;李浩源;张兴【作者单位】合肥工业大学智能制造技术研究院合肥 230009;合肥工业大学电气与自动化工程学院合肥 230009;合肥工业大学电气与自动化工程学院合肥230009;合肥工业大学电气与自动化工程学院合肥 230009【正文语种】中文【中图分类】TM351内置式永磁同步电机（Interior Permanent Magnet Synchronous Machines, IPMSM）因具有高转矩、高能量密度和高性能等优点在新能源电动汽车等领域获得广泛应用[1-3]。

然而，电机的自起动能力的缺失致使在电机转子初始位置不能准确获得的情况下，可能会出现起动过程中电机转子“反转”、起动失败等起动异常情况[4,5]。

因此，转子初始位置辨识的精度和可靠性成为永磁同步电机驱动系统的技术关键。

基于高频信号注入的永磁同步电机无传感器控制策略研究引言在现代工业中，永磁同步电机因其高效率、高功率密度和潜在的节能优势而受到广泛应用。

传统的永磁同步电机控制策略通常需要使用传感器进行转子位置和速度的反馈，然而传感器的使用增加了系统成本和复杂性。

为了克服这些问题，一种新型的无传感器控制策略基于高频信号注入技术应运而生。

本文旨在介绍基于高频信号注入的永磁同步电机无传感器控制策略的研究。

1.高频信号注入原理高频信号注入技术是一种通过在永磁同步电机中注入高频信号来实现转子位置和速度估计的方法。

该技术利用了电机自身的电磁特性，通过对电机绕组施加高频信号，产生与转子位置和速度相关的电信号响应。

这些电信号经过数字信号处理，可以用来估计转子位置和速度，从而实现无传感器的控制。

2.高频信号注入方法为了实现高频信号注入的永磁同步电机无传感器控制，需要考虑以下几个关键步骤：2.1高频信号注入电路设计高频信号注入电路用于在电机绕组中注入高频信号。

该电路需要提供稳定、高频率的信号，并通过滤波器来阻止高频信号对电机正常运行的干扰。

设计合适的高频信号注入电路能够保证信号注入的可靠性和稳定性。

2.2高频信号注入参数选择在进行高频信号注入之前，需要选择合适的注入参数，包括注入频率、注入信号幅值和相位。

这些参数的选择对于估计转子位置和速度的准确性和稳定性具有重要影响。

通过实验和仿真，可以确定最佳的注入参数。

2.3数字信号处理算法设计高频信号注入产生的电信号需要进行数字信号处理，以获得对转子位置和速度的估计。

数字信号处理算法可以利用离散傅里叶变换、角度解缠算法等方法，通过对信号进行滤波、解缠和运算，得到准确的转子位置和速度估计。

3.实验结果与分析为了验证基于高频信号注入的永磁同步电机无传感器控制策略的有效性，进行了一系列实验。

实验结果表明，该控制策略能够准确估计永磁同步电机的转子位置和速度，并实现闭环控制。

相比传统的传感器控制策略，基于高频信号注入的无传感器控制策略能够大幅降低系统成本和复杂性，并提高控制性能。

TSMC-PMSM系统的高频信号注入法低速控制宋卫章;马宝剑;汪丽娟;钟彦儒;严骅【摘要】针对双级矩阵变换器(TSMC)驱动永磁同步电机(PMSM)系统低速区,基于反电动势的传统速度估算方法失效的问题,将脉振高频电压注入法首次拓展至此系统,通过注入高频电压信号并检测转子电流响应获取转速信息,实现低速下速度准确估算.分析了不同注入信号对该算法的影响,根据需求选择了IIR滤波器作为该算法滤波器,给出了滤波器传递函数和设计步骤,为系统实现提供了依据.实验结果验证了方案的可行性和有效性.【期刊名称】《电气传动》【年(卷),期】2014(044)012【总页数】6页(P21-25,66)【关键词】双级矩阵变换器;永磁同步电动机;脉振高频电压注入法;低速控制【作者】宋卫章;马宝剑;汪丽娟;钟彦儒;严骅【作者单位】西安理工大学自动化学院,陕西西安710048;西安交通大学电力设备电气绝缘国家重点实验室,陕西西安710049;西安理工大学自动化学院,陕西西安710048;西安理工大学自动化学院,陕西西安710048;西安理工大学自动化学院,陕西西安710048;西安理工大学自动化学院,陕西西安710048【正文语种】中文【中图分类】TM351矩阵变换器因具有优良输入输出性能而被广泛研究，存在传统矩阵变换器（conventional matrix converter，CMC）和双级矩阵变换器（ΤSMC）两种拓扑结构。

相对CMC，ΤSMC是一种比CMC更具发展潜力的新型电力变换器［1-2］。

永磁同步电机（PMSM）因具有高功率密度和高效等优点而被应用于各个领域，PMSM的精确控制依赖于转子位置信息，而速度传感器的安装不仅使电机体积和成本增加，而且限制了其使用场合［3-4］，因此PMSM的无速度传感器控制策略的研究成为该领域的一个研究热点。

目前PMSM无速度传感器算法大都是利用反电势来估算转速［5-6］，中高速区反电势幅值较大，速度估算算法性能优良，但低速区反电势幅值较小，ΤSMC脉动的直流电压使输出含有大量谐波，更加剧了低速区反电势脉动，从而导致速度估算算法失效［7-8］。

基于高频信号注入法的永磁同步电机无速度传感器控制李宁2015年1月中图分类号：UDC分类号：基于高频信号注入法的永磁同步电机无速度传感器控制作 者 姓 名 李宁学 院 名 称 自动化学院指 导 教 师 金英答辩委员会主席 廖晓钟教授申 请 学 位 工学硕士学 科 专 业 控制科学与工程学位授予单位 北京理工大学论文答辩日期 2015年1月Study of Sensorless Drive forPermanent Magnet Synchronous Motor Based on High Frequency SignalInjectionCandidate Name：Li NingSchool or Department: AutomationFaculty Mentor:Jin YingChair, Thesis Committee：Prof. Xiaozhong LiaoDegree Applied: Master of PhilosophyMajor：Control Science and EngineeringDegree by: Beijing Institute of TechnologyThe Date of Defence：January, 2015摘要永磁同步电机具有体积小、惯量小、重量轻等优点，在各领域的应用越来越广泛。

目前在永磁同步电机的各种控制算法中，使用最多的是矢量控制和直接转矩控制，而这两种控制方式都需要转子位置，但转子位置传感器的采用限制了系统使用范围。

当前永磁同步电机无速度传感器控制策略主要分为适用于高速的反电动势估计方法和适用于低速的转子凸极追踪方法。

在凸极追踪的各种方法中，高频旋转电压注入法应用较为广泛，通过注入高频旋转电压矢量，对高频电流处理后得到转子估计位置。

本文首先分析了永磁同步电机在不同坐标系下的数学模型，并在MATLAB/Simulink平台进行建模，在研究传统的SVPWM调制方法的基础上，对改进的SVPWM快速实现方法进行分析，并给出其数字实现形式。

第28卷㊀第2期2024年2月㊀电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报Electri c ㊀Machines ㊀and ㊀Control㊀Vol.28No.2Feb.2024㊀㊀㊀㊀㊀㊀基于高频正交方波注入法的永磁同步电机控制研究周林1,㊀林珊2,㊀王孝洪1,㊀连维钊1(1.华南理工大学自主系统与网络控制教育部重点实验室,广东广州510640;2.广州地铁设计研究院股份有限公司,广东广州510010)摘㊀要:针对传统高频注入法解调过程复杂和观测精度受非理想因素时延影响的不足,提出一种基于高频正交方波注入法的零低速位置估计方法㊂首先,考虑估计旋转轴系注入的低可靠性,选择将高频信号注入静止轴系,采用简单代数运算提取出高频响应电流,通过解调正向虚拟高频响应电流初步估计转子位置;然后,针对主要非理想因素进行影响分析,在此基础上,通过解调负向虚拟高频响应电流提取出相位滞后角,完成补偿;最后,为避免启动阶段位置收敛错误,通过获取电感变化趋势判断出磁极极性㊂实验结果表明,所提算法在各类工况均能稳定收敛,且最大平均误差不超过1ʎ,说明了算法的抗扰性以及准确性㊂关键词:永磁同步电机;无位置传感器控制;正交方波注入法;误差分析;时延补偿;磁极辨识DOI :10.15938/j.emc.2024.02.007中图分类号:TM341文献标志码:A文章编号:1007-449X(2024)02-0064-11㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀收稿日期:2023-06-29基金项目:国家自然科学基金(62173150);广东省基础与应用基础研究基金(2022B1515120003);佛山市顺德区科技创新项目(2230218004224);珠海市产学研合作项目(ZH22017001210116PWC )作者简介:周㊀林(1998 ),男,硕士研究生,研究方向为电力电子与传动系统及其控制技术;林㊀珊(1971 ),女,高级工程师,研究方向为供电㊁电气及智能化系统工程的设计与研究;王孝洪(1976 ),男,教授,博士生导师,研究方向为电力电子与传动系统及其控制技术;连维钊(1997 ),男,硕士研究生,研究方向为电力电子与传动系统及其控制技术㊂通信作者:王孝洪Permanent magnet synchronous motor based on high-frequencyorthogonal square wave injection methodZHOU Lin 1,㊀LIN Shan 2,㊀WANG Xiaohong 1,㊀LIAN Weizhao 1(1.Key Laboratory of Autonomous Systems and Networked Control,Ministry of Education,South China University of Technology,Guangzhou 510640,China;2.Guangzhou Metro Design and Research Institute Co.,Ltd.,Guangzhou 510010,China)Abstract :A zero-low speed position estimation method based on high frequency (HF)orthogonal square-wave injection was proposed to address the drawbacks of conventional HF injection method,such as the complexity of demodulation process and the observation accuracy being degraded by time delay caused by the nonideal factors.Firstly,considering the low reliability caused by injection into RRF,the HF signal was injected into SRF.A simple algebraic operation was used to extract the HF response current,and the preliminary rotor position was estimated by calculating the HF response currents on the positive virtual ro-tating axis.Then,on the basis of analyzing the effects of the main nonideal factors,the compensation was completed by calculating the HF response currents on the negative virtual rotating axis.Finally,to avoid position convergence errors during startup,the magnetic polarity was determined by obtaining inductance variation trend.The experimental results show that the proposed algorithm can converge stably under vari-ous operating conditions,and the maximum average error does not exceed 1degree,indicating the practi-cability and accuracy of the algorithm.Keywords:permanent magnet synchronous motor;sensorless control;high frequency orthogonal square-wave injection;error analysis;time delay compensation;magnetic polarity identification0㊀引㊀言永磁同步电机凭借效率高㊁功率因数高㊁动态性能快和力矩惯量比大等优点在工业领域得到了广泛应用[1]㊂电机转子位置的实时准确获取对实现永磁同步电机矢量控制系统而言至关重要㊂传统矢量控制系统往往通过加装位置传感器来实现转子位置信息的获取,然而位置传感器的使用会带来额外的器件成本㊁更高的安装难度和器件失效可靠性问题[2]㊂为了克服上述缺陷,无传感器控制算法得到了广泛且深入的研究[3-5]㊂在过去的几十年间,无传感器控制算法已经发展出了从零低速域到中高速域运行的诸多算法㊂无传感器控制算法根据适用速域可大致划分为两类,分别是适用于中高速域的基于基波模型方法和适用于零低速域的基于信号注入方法[6]㊂中高速域下,主要通过观测电机反电动势值的方式估计电机转子位置,主要方法有滑模观测器法[7-9]㊁模型参考自适应法[10-12]㊁卡尔曼滤波器法[13-14]等㊂中高速域下系统信噪比高,上述各类方法均能实现较好位置估计效果㊂零低速域下,建模不确定性㊁逆变器非线性等因素导致的系统低信噪比,使得基于基波模型的方法失效[15]㊂所以通常利用电机凸极性通过主动注入高频信号的方式解调出转子位置,主要方法有高频脉振注入法㊁高频旋转注入法和高频方波注入法等[15]㊂零低速域下的位置估计关系到电机能否稳定高效运行在较低转速以及能否顺利启动过渡到中高速域,是现阶段实现全速域无传感器控制的难点[16]㊂高频旋转注入法相较于高频脉振注入法,具有稳定性强㊁收敛时间短㊁收敛点不包括q轴和收敛点不易发散等优点,广泛应用于永磁同步电机无传感器控制[17]㊂然而传统高频旋转注入法受限于复杂的注入电压形式,注入频率不能太高,否则注入电压信号易失真㊂并且传统高频旋转注入法在解调过程中,需要使用滤波器分别进行高频电流提取㊁解调函数实现㊁锁相环滤波等,不仅增加了算法实现的复杂程度,还引入了相位滞后,降低了算法的动态性能㊂文献[18-19]在高频旋转注入法的基础上进行改进,提出了高频方波注入法,利用方波型电压取代了正弦型电压,注入频率最高可达控制频率的1/2,并且完全消除了解调过程中滤波器的使用,但注入估计旋转轴系的方式带来了低可靠性的问题㊂文献[20]在高频旋转注入法的基础上进行改进,提出了高频正交方波注入法,不仅将正弦型电压改进为正交方波型电压,还采用了静止轴系注入的方式,提升了系统带宽,增强了可靠性,但该方法在解调过程中仍使用了高通滤波器来提取高频响应电流㊂文献[21]针对高频正交方波注入法采用了一种新的解调算法,利用高频响应电流的二次差分值解调转子位置,并且在启动阶段通过注入一段低频正弦信号将高频正交方波注入法推广到零速域,但是该方法并未提及采用的高频提取方法以及未考虑主要非理想因素对位置估计精度的影响㊂针对上述问题,提出一种基于高频正交方波注入法的永磁同步电机零低速无传感器位置估计方法㊂首先,向电机静止轴系注入高频正交方波电压信号,采用无滤波器的高频提取方法分离高频响应电流和基频电流,采用基于离散电流的特征分析方法分析高频响应电流,从变换到注入电压所在的正向虚拟dq轴上的高频响应电流中解调出转子位置;然后,简要分析主要非理想因素所带来的影响,在负向虚拟dq轴上提取出相位滞后角,完成补偿;最后,为将方法推广至零速启动阶段,注入一段低频正弦信号,从电感变化趋势中辨识转子磁极位置㊂在400W的电机实验平台上进行实验,验证本文所提方法的有效性和准确性㊂1㊀传统高频旋转注入法IPMSM在dq坐标系下的电压方程为u du qéëêêùûúú=R+p L d-ωe L qωe L d R+p L qéëêêùûúúi di qéëêêùûúú+ωeψf[]㊂(1)其中:u d㊁u q和i d㊁i q分别表示dq坐标系下的相电压和相电流;L q和L d分别表示电机交㊁直轴电感;R s㊁ωe㊁ψf分别表示电机相电阻㊁电转速和磁链;p表示微分算子㊂注入方波信号的频率远高于低速工况下电机基频信号频率,此时的电机模型可以等效为电感性负载,可简化表示为56第2期周㊀林等:基于高频正交方波注入法的永磁同步电机控制研究u dh u qh éëêêùûúú=L d 00L q éëêêùûúúp i dh i qh éëêêùûúú㊂(2)其中:u dh ㊁u qh 和i dh ㊁i qh 分别表示dq 坐标系下的高频电压分量和高频电流分量㊂将式(2)变换到αβ坐标系下u αh u βh éëêêùûúú=L 0+L 1cos(2θe )L 1sin(2θe )L 1sin(2θe )L 0-L 1cos(2θe )éëêêùûúúp i αh i βh éëêêùûúú㊂(3)其中:u αh ㊁u βh 和i αh ㊁i βh 分别表示αβ坐标系下的高频电压分量和高频电流分量;θe 表示电机电角度;L 0=L d +L q 2表示均值电感值;L 1=L d -L q2表示差值电感值㊂高频旋转注入法向电机的αβ坐标系分别注入正弦㊁余弦电压信号,合成的旋转电压矢量在定子上形成旋转磁场㊂注入的旋转电压信号可以表示为u αh u βh éëêêùûúú=V h cos ωh t sin ωh t éëêêùûúú㊂(4)其中:V h 表示注入信号的幅值;ωh t 为注入频率㊂结合式(3)㊁式(4)可得αβ坐标系下的高频响应电流模型为i αh i βh éëêêùûúú=I sp sin ωh t +I sn sin(2θe -ωh t )-I sp cos ωh t -I sn cos(2θe -ωh t )éëêêùûúú㊂(5)其中:I sp 为正序高频电流分量幅值;I sn 为负序高频电流分量幅值,其表达式为I sp =V h L 0(L 20-L 21)ωh ;I sn=V h L 1(L 20-L 21)ωh㊂üþýïïïï(6)对高频响应电流进行解调㊁滤波,可得近似观测角度差,再利用锁相环进行观测即可得到电机转子转速和电角度信息㊂从上述过程中可以看出,高频旋转注入法需要使用多个数字滤波器且涉及多次三角函数运算,这不仅会大大增加系统运算负担,还会影响系统的动态响应性能;并且系统内非理想因素带来的时延会导致位置观测精度下降;同时受限于注入形式和频率,控制离散化也易导致注入的正余弦电压信号失真,同样会影响高频旋转注入法的性能和可靠性㊂2㊀改进高频正交方波注入法2.1㊀正交方波注入法图1所示为采用本文方法的矢量控制系统框图,主要环节包括高频信号注入㊁低频信号注入㊁高频提取㊁位置观测㊁时延补偿和磁极辨识㊂其中低频信号注入和磁极辨识只在零速启动阶段起作用㊂图1㊀正交方波注入法矢量控制系统框图Fig.1㊀Block diagram of vector control system basedon orthogonal square-wave voltage injection method注入正交方波电压信号如图2所示,其幅值为V h ,周期为T h ㊂本文采用电流环单更新模式,正交方波信号周期为PWM 载波周期的4倍,三相电流采样时刻为PWM 计数器下溢时刻,对应图2中的t i ,i =1,2, ,4㊂图2㊀正交方波注入法注入电压、高频响应电流波形Fig.2㊀Orthogonal square-wave injection method forinjecting voltage and HF response current waveforms注入正交方波电压信号u αh ㊁u βh 可以表示为66电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第28卷㊀u αh u βh éëêêùûúú=[V h V h ]T ,t 1<t <t 2;[-V h V h ]T ,t 2<t <t 3;[-V h -V h ]T ,t 3<t <t 4;[V h -V h ]T ,t 4<t <t 1㊂ìîíïïïïïï(7)对于注入的方波信号,其傅里叶级数展开式可以表示为正弦信号和余弦信号的叠加㊂除基波信号外,方波信号只包含三次㊁五次等奇数次谐波㊂对式(7)进行傅里叶级数展开可得u αh u βh éëêêùûúú=4V h πcos ωh t -13cos3ωh t + sin ωh t +13sin3ωh t + éëêêêêùûúúúú㊂(8)为简化分析,考虑先对式(8)中的基波信号进行处理,基波信号如下:u αh1u βh1éëêêùûúú=4V h πcos ωh t sin ωh t éëêêùûúú㊂(9)其中u αh k ㊁u βh k 表示αβ坐标系下傅里叶级数展开后的k 次电压谐波信号㊂注意到式(9)的基波信号和第1节所提到的旋转电压注入法中注入的电压形式相同,即注入的正交方波信号在只考虑基波信号时等效于高频旋转注入㊂参考式(5),基波电压信号激励出的高频响应电流可以表示为i αh1i βh1éëêêùûúú=4πI sp sin ωh t +I sn sin(2θe -ωh t )-I sp cos ωh t -I sn cos(2θe -ωh t )éëêêùûúú㊂(10)其中i αh k ㊁i βh k 表示αβ坐标系下k 次电压谐波信号激励出的高频响应电流信号㊂由于数字信号处理器中信号为离散模式,每个PWM 周期中只进行一次电压注入和电流采样,因此可以将ωh t 变换为离散形式,即ωh t =ωh nT s =2πT h nT s=0.5πn ㊂(11)定义正向虚拟dq 坐标系为以注入电压角频率逆时针旋转的dq 坐标系㊂结合式(11)将式(10)变换到正向虚拟dq 坐标系下,可得i d_pos i q_pos éëêêùûúú=cos0.5πn-sin0.5πn sin0.5πncos0.5πn []i αh1i βh1éëêêùûúú=4πI sp sinπn +I sn sin(2θe )-I spcosπn -I sncos(2θe)éëêêùûúú㊂(12)其中i d_pos ㊁i q_pos 表示正向虚拟dq 坐标系下的高频响应电流分量㊂对于旋转变换矩阵中的正余弦函数,在0.5πn 时刻的函数值只有三种可能的取值:-1㊁0和1,可在数字信号处理器中通过查表直接得到,即cos0.5πn =1,sin0.5πn =0,n =4m ;cos0.5πn =0,sin0.5πn =1,n =4m +1;cos0.5πn =-1,sin0.5πn =0,n =4m +2;cos0.5πn =0,sin0.5πn =-1,n =4m +3㊂üþýïïïï(13)其中m ɪR ㊂进一步利用三角函数的周期性质,在离散系统中可以采用以下方法将转子位置信息提取出来:i d_sin i q_cos éëêêùûúú=12i d_pos [k ]+i d_pos [k -1]i q_pos [k ]+i q_pos [k -1]éëêêùûúú=4πI sn sin(2θe )-I sncos(2θe)éëêêùûúú㊂(14)其中i d_sin 和i q_cos 表示提取出的携带转子位置信息的正弦㊁余弦信号分量㊂对式(14)利用锁相环进行观测即可初步得到转子位置θ^ᵡe 和电机转速ω^e 如图3所示㊂图3㊀锁相环原理框图Fig.3㊀Block diagram of phased-locked loop2.2㊀谐波影响分析2.1小节中为简化分析,只考虑了注入正交方波电压信号中基波电压分量所激励的高频响应电流,本小节对剩余的谐波电压分量激励的高频响应电流进行分析,说明简化分析的合理性㊂式(8)中除基波分量外的奇数次谐波电压激励的高频电流响应可以表示为i αh m i βh m éëêêùûúú=4V h πm 2(-1)m-12I sp sin0.5πmn +I sn sin(2θe -0.5πmn )-I sp cos0.5πmn -I sn cos(2θe -0.5πmn )éëêêùûúú㊂(15)76第2期周㊀林等:基于高频正交方波注入法的永磁同步电机控制研究其中m 是大于1的奇数㊂根据三角函数的周期特性,将式(15)化简为i αh m i βh m éëêêùûúú=4πm 2-I sp sin0.5πn +I sn sin(2θe -0.5πn )-I sp cos0.5πn -I sn cos(2θe -0.5πn )éëêêùûúú㊂(16)将所有电压分量激励的高频响应电流求和,得到正交方波注入法激励的高频电流总响应为i αh i βh éëêêùûúú=π2I sp sin0.5πn +I sn sin(2θe -0.5πn )-I sp cos0.5πn -I sn cos(2θe -0.5πn )éëêêùûúú㊂(17)对比式(10)和式(17)可以看出,化简考虑的基波电压分量激励的高频响应电流与完整电压信号激励的高频响应电流形式一致,仅幅值不同㊂因此2.1节采用的解调方法在考虑谐波影响时同样成立,但进行锁相环幅值标幺化时幅值大小应以式(17)为准㊂2.3㊀高频电流提取通常情况下,借助低通滤波器㊁高通滤波器或带通滤波器等可以实现高频电流信号的有效提取,然而滤波器的使用有很大的局限性㊂低阶滤波器不能很好地提取有效信号,导致系统的信噪比低;高阶滤波器的实现复杂且容易引入相位滞后㊂本文采用简单代数运算实现高频电流信号提取[22]㊂具体的提取策略如下:i αβh [k ]=i αβ[k ]-i αβ[k -2]2㊂(20)其中的i αβh [k ]表示第k 时刻提取得到的高频电流,i αβ[k ]表示第k 时刻得到的采样电流㊂低频电流分量可通过下式获取i αβl [k ]=i αβ[k ]-i αβh [k ]㊂(21)其中i αβl [k ]表示第k 时刻得到的低频电流㊂该方法大大降低了提取环节的复杂程度,但是同样会引入相位滞后,3.2小节对其引入的滞后进行分析㊂实现本节解调方法的原理框图见图4㊂图4㊀位置解调原理框图Fig.4㊀Block diagram of position demodulation method3㊀误差分析及其补偿策略受数字控制系统执行时序㊁PWM 输出和高频提取环节时延影响,第2节方法观测得到的转子位置与实际转子位置存在一定偏差㊂本节对上述影响因素进行分析,并提出了一种统一误差补偿方法㊂3.1㊀数字系统控制时延影响本文采用电流环单更新策略,图5所示为电流环单更新模式下的控制系统执行时序㊂数字控制系统的作用方式会给控制系统带来延时,延时产生的来源可分为两部分,一部分延时是由于根据第n -1时刻采样电流计算得到的结果在n 时刻才赋值给系统所造成的,可量化为T s 的延时;另一部分延时是由于PWM 的面积等效原理所造成的,在一个开关周期内的平均电压才是真正的输出电压,可量化为0.5T s 的延时㊂图5㊀数字控制系统执行时序图Fig.5㊀Timing diagram of digital control system上述非理想因素引入的等效相位滞后角为τ1=2π1.5T sT h㊂(22)86电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第28卷㊀综上所述,受限于数字控制系统执行时序和PWM 输出特点,无法真正实时获取电流和实时输出给定电压,这会给高频响应电流信号引入1.5T s 的延时,降低了位置观测精度㊂3.2㊀高频提取环节的影响分析高频提取环节对位置估计精度的影响㊂对式(20)进行z 域变换,得到离散传递函数为H (z )=1-z -22㊂(23)根据式(23),分析幅频特性曲线,可以得出其对于0.5πn 数字频率的注入信号无幅值衰减,但会带来180ʎ的相位滞后㊂其等效相位滞后角为τ2=2π180ʎ360ʎ㊂(24)相较于传统滤波器提取方法而言,该方法更为简单,且基本无幅值衰减,但同样会引入相位滞后㊂3.3㊀转子位置误差补偿策略从上两小节分析,综合考虑数字控制系统作用方式和高频提取环节所带来的时延影响,总延时为τ=τ1+τ2㊂(25)参考式(17),考虑时延影响的高频电流响应可表示为i αh i βh éëêêùûúú=π2I sp sin(ωh t +τ)+I sn sin(2θe -ωh t -τ)-I sp cos(ωh t +τ)-I sn cos(2θe -ωh t -τ)éëêêùûúú㊂(26)将其变换到正向虚拟dq 轴上可得i d -pos i q -pos éëêêùûúú=π2I sp sin(2ωh t +τ)+I sn sin(2θe -τ)-I sp cos(2ωh t +τ)-I sn cos(2θe -τ)éëêêùûúú㊂(27)定义负向虚拟dq 坐标系为以高频注入电压的角频率顺时针旋转的dq 坐标系㊂变换到负向虚拟dq 轴上可得i d -neg i q -neg éëêêùûúú=π2I sp sin(τ)+I sn sin(2θe -2ωh t -τ)-I sp cos(τ)-I sn cos(2θe -2ωh t -τ)éëêêùûúú㊂(28)其中i d_neg ㊁i q_neg 表示负向虚拟dq 坐标系下的高频响应电流,旋转变换矩阵同样可以查表获得㊂对于变换到正向虚拟dq 轴上的高频响应电流,同样按照2.1节的解调方式进行解调,可以看出实际解调转子位置包含上述相位滞后角,即(2θe -τ)=arctan-[i q_pos (k )+i q_pos (k -1)]i d_pos (k )+i d_pos (k -1)㊂(29)对变换到负向虚拟dq 轴上的高频响应电流进行低通滤波可得i -d_neg i -q_neg éëêêùûúú=LPF (i d_neg )LPF (i q_neg )éëêêùûúú=π2I sp sin τ-I sp cos τéëêêùûúú㊂(30)其中i -d_neg ㊁i -q_neg 表示经过低通滤波处理的虚拟负向dq 轴高频响应电流㊂进一步通过反正切运算即可得到相位滞后角为τ=arctan-i -d_negi -q_neg㊂(31)将计算得到的相位滞后角代入式(29),即可完成补偿,最终得到消除了主要非理想因素时延影响的精确转子位置㊂补偿策略原理框图如图6所示㊂图6㊀时延补偿策略原理框图Fig.6㊀Block diagram of time delay compensation strategy4㊀磁极辨识方法在已知转子磁极极性的情况下,采用上述方法能够得到较为精确的转子位置㊂然而在启动阶段,转子磁极极性未知,为彻底实现零低速域下的无传感器运行,还需要进行磁极辨识㊂式(14)在转子位置相差π时依然成立,导致估算的转子位置和实际的转子位置存在0或π的电角度差,估计d 轴方向和实际转子磁极方向相同或相反,即i d_sin i q_cos éëêêùûúú=I sn sin[2(θe +π)-ωh t ]-I sn cos[2(θe +π)-ωh t ]éëêêùûúú㊂(32)因此求得的转子电角度可表示为θ^e =θ^ᶄe +ϕ㊂(33)其中ϕ为0或者π,取决于转子磁极的方向㊂96第2期周㊀林等:基于高频正交方波注入法的永磁同步电机控制研究转子磁极辨识方法通常是向电机的d 轴注入低频的方波信号或正弦电流信号,一个完整的注入周期注入的电流方向同时包含与d 轴方向相同或相反两个阶段㊂当d 轴注入电流方向和转子磁极方向相同时,定子铁心的磁通饱和程度增加,进而导致L d 减小;当d 轴注入电流方向和转子磁极方向相反时,定子铁心的磁通饱和程度减弱,L d 增大㊂向d 轴注入电流信号后,L q 的变化趋势和L d 相同㊂因此可以通过观察L d 和L q 的变化来判断转子磁极极性㊂本文采用的磁极辨识方法向估计d 轴注入一个周期的低频正弦电流信号㊂考虑注入低频电流信号后,L d 和L q 发生变化,重写正序电流幅值为I ᶄsp =V h L 0(L 20-L 21)ωh=V h 4ωh 1L ᶄd +1L ᶄq ()㊂(34)其中:L ᶄq =L q +ΔL q 和L ᶄd =L d +ΔL d 分别为变化后的交㊁直轴电感;ΔL q 和ΔL d 为注入电流后因磁路饱和引起的交㊁直轴电感变化量㊂式(34)表明可以通过正序电流幅值变化趋势判断交㊁直轴电感的变化趋势㊂定义k 1如下,可由式(30)各项平方和开方得到k 1=π2I sp=(i -d_neg )2+(i -q_neg )2㊂(35)定子铁心的磁通饱和时,k 1增大;而当定子铁心的磁通减弱时,k 1减小㊂通过比较注入电流正负峰值时k 1的大小,即可判断出转子磁极极性㊂注入电流峰值为正时,计算所得k 1定义为k +1;注入电流峰值为负时,定义为k -1㊂若k +1>k -1,则转子磁极极性为N 极,ϕ=0;若k +1<k -1,则转子磁极极性为S 极,ϕ=π,即ϕ=0,k +1>k -1;ϕ=π,k+1<k -1㊂}(36)对误差补偿策略中的中间变量简单处理,即可提取出带有交㊁直轴电感变化趋势信息的k 1,再通过比较注入电流正负峰值时的k 1,即可成功辨识出转子磁极㊂图7所示为转子磁极辨识方法框图㊂图7㊀转子磁极辨识方法Fig.7㊀Rotor magnetic polarity identification method5㊀实验结果及分析为验证本文所提出方法的可行性和准确性,在400W 的PMSM 控制平台上进行了实验研究㊂实验用电机为泰格电机,具体型号为:SM060R40G30U0HE,其参数如表1所示㊂采用TI 公司的TMS320F28335作为主控制器㊂为了验证位置检测精度,通过安装一个多摩川旋转变压器检测转子位置,将其视为电机转子的真实位置,用于与观测值进行比较㊂DSP 系统时钟设置为150MHz,PWM 开关频率与采样频率均设置为18kHz,采用单更新模式㊂注入正交方波电压的幅值和频率为35.8V 和4.5kHz㊂另一个PMSM 与实验用PMSM 同轴固定,用于对拖产生负载转矩㊂实验平台如图8所示㊂表1㊀实验用PMSM 参数Table 1㊀Parameters of experimental PMSM㊀㊀参数数值额定功率P /W 400额定转矩T /(N㊃m) 1.27转动惯量J /(kg㊃m 2) 5.6ˑ10-5额定转速n /(r /min)3000电阻R /Ω 1.31d 相电感L d /mH3.2q 相电感L q /mH3.9图8㊀PMSM 实验平台Fig.8㊀PMSM experiment platform图9从上到下所示分别为采样电流㊁分离提取得到的高频电流和基频电流,右侧为电流细节图㊂从图中可以看出,采样电流是高频电流和基频电流的叠加,分离提取得到的高频电流波形正负规律对07电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第28卷㊀称,基频电流波形较为平滑,说明该提取方法能够有效分离提取出低频电流和高频响应电流㊂图9㊀高频信号提取环节效果Fig.9㊀Result of HF signal exacting proceed图10(a)㊁图10(b)所示为电机给定转速为额定转速的5%,不同运行方向下,未采用补偿策略时的转子角度及估算误差波形㊂正转平均估算角度误差约0.74rad,换算角度为42.40ʎ㊂反转平均估算角度误差约0.71rad,换算角度为40.68ʎ㊂可以看出本文采用的方法无论正反转都能较好地估算出转子位置,但始终与实际转子位置存在一定的误差㊂图10㊀补偿前的位置估计结果Fig.10㊀Position estimation results before compensation图11(a)㊁图11(b)所示为电机给定转速为额定转速的5%,不同运行方向下,对估算转子位置进行在线补偿后的转子角度及估算误差波形图㊂正转平均估算角度误差约为0.010rad,换算角度为0.5729ʎ;反转平均估算角度误差约为0.015rad,换算角度为0.8594ʎ㊂对比图10和图11,在线补偿后不再出现转子位置超前或者滞后于实际位置的现象,基本重合于电机实际角度,说明了本文提出的时延补偿策略能够有效消除主要非理想因素带来的影响㊂图11㊀补偿后的位置估计结果Fig.11㊀Position estimation results after compensation图12为电机给定转速为额定转速的5%,正转工况下,突然切换到反转运行时估算角度和转速波形㊂由图可知,电机在穿越零速时观测角度仍能够较好地跟踪实际角度,电机观测转速能够稳定快速地跟踪实际转速㊂整个过程平稳实现了正反转两种工况切换运行㊂图13是在电机给定转速为额定转速的5%,启动带额定负载,运行中突卸负载工况下的转速和角度波形㊂启动前能够准确辨识出电机转子的初始位置,启动后转速略有超调,随后稳定运行在给定转速㊂突卸负载时,电机转速超调,但最终重新收敛稳定运行在给定转速㊂整个运行过程中估算角度和转速始终稳定收敛,说明了本文提出方法在负载变化的情况具有良好的动态性能㊂17第2期周㊀林等:基于高频正交方波注入法的永磁同步电机控制研究图12㊀正反转运行实验结果Fig.12㊀Results of forward-reverseoperation图13㊀带载启动以及突卸负载实验结果Fig.13㊀Results of startup with load and sudden unload图14是在电机给定转速为额定转速的5%,空载运行中突加额定负载下的转速和角度波形㊂电机空载启动稳定运行在给定转速,稳定运行一段时间后突加额定负载,电机转速迅速大幅跌落至零速以下,但观测角度仍然能够持续稳定收敛于实际角度,随后转速逐渐回升至给定转速㊂整个过程中观测角度稳定跟踪实际转子角度,即使转速跌落至零速以下㊂磁极辨识阶段注入的低频正弦信号,幅值为0.3A㊂图15(a)㊁图15(b)显示的是不同磁极极性下计算得到的k +1与k -1㊂当实际磁极极性为N 极时,k +1>k -1,辨识得到的磁极极性也为N 极;当实际磁极极性为S 极时,辨识得到的磁极极性同样正确㊂验证了本文设计的磁极辨识方法的准确性㊂图14㊀突加负载实验结果Fig.14㊀Results of operation with rated loaddisturbance图15㊀磁极辨识实验结果Fig.15㊀Results of magnetic polarity identification6㊀结㊀论本文主要对高频正交方波注入法在永磁同步电机零低速无传感器系统上的应用进行了研究㊂将传统基于滤波器的高频提取方法替换为简单有效的代数运算提取方法;针对主要非理想因素设计了一种统一时延补偿策略,消除了主要非理想因素的影响,大大提高了观测精度;设计了一种磁极辨识方法,解决了启动阶段转子位置收敛错误的问题,实现了只需一种方法即可覆盖零低速域无传感器运行㊂实验结果表明,本文设计的补偿策略能够消除主要非理想因素的影响;设计的磁极辨识方法能够准确辨识磁极位置㊂27电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第28卷㊀。

基于高频方波信号注入法的永磁同步电机转子位置检测方法李文真;刘景林;陈双双【期刊名称】《电工技术学报》【年(卷),期】2018(033)024【摘要】针对永磁同步电机(PMSM)低速段无传感器位置检测技术中,传统的高频方波电压注入法对测量误差敏感性强、易受采样延迟和逆变器非线性效应影响的缺点,提出一种新的位置误差提取方法.该方法用连续信号的解调代替传统的差分电流的解调方法,降低了系统对于采样误差的敏感性.首先,向估计的d轴注入高频方波电压,通过电流传感器得到高频电流响应;然后,利用傅里叶分解将估计的q轴电流响应分解为不同频率的正弦信号之和,将其与固定频率余弦调制波相乘后,经过低通滤波器得到转子位置误差,再通过位置跟踪器得到转子位置初始值;最后,基于磁路饱和效应,通过外加电流偏置法进行磁极极性辨识.仿真和实验结果表明,所提方法收敛速度快,对采样频率没有过高要求,对采样误差不敏感,相位延迟很小,并具有较高的检测精度.【总页数】9页(P5821-5829)【作者】李文真;刘景林;陈双双【作者单位】西北工业大学自动化学院西安 710129;西北工业大学自动化学院西安 710129;西北工业大学自动化学院西安 710129【正文语种】中文【中图分类】TM351【相关文献】1.高频信号注入法进行永磁同步电机转子位置检测的信号采集系统 [J], 陈立权;齐昕;王长松;王辉2.基于新型高频注入法的表贴式永磁同步电机转子初始位置检测方法 [J], 洪琨;刘刚;毛琨;吕晓源;周新秀3.基于旋转高频信号注入法的内置式永磁同步电机低速段转子位置检测及其误差补偿 [J], 言钊;颜建虎;费晨4.一种基于脉振高频电压注入法的转子位置检测方法 [J], 彭思齐; 李洞湘5.基于高频方波信号注入的永磁同步电机初始位置检测方法研究 [J], 呼子茗;朱景伟;王高林;杨旭因版权原因，仅展示原文概要，查看原文内容请购买。