射频电路基础 第二章 谐振功率放大器
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第二章 谐振功率放大器-0921
令C10与L8谐振 简化电路
前提条件
RL=Re1
网络Ⅱ：表格中第五个结构
➢ 取 Qe2 = 2、C10 = 10 pF，C10与L8谐振，L8 = 0.1 μH ➢ 要求 Re2<Re1，设 Re2 = 35 ➢ C0=0，XC11=XC1=-Qe2Re2=-70，C11=14.2pF ➢ XC12=Xc2=-82.75，C12=12pF，XL9=XL=133.4，L9=0.133 μH
C7、8
RL=Re2
X s 39.55 Rs 20.1
➢ C7、8→XC1，L7→XL，C9→XC2，Qe3=3，C0→Xs，Re=Rs ➢ Re (20.1 Ω) < RL (35 Ω)，满足前提条件 ➢ XC7、8=-20.75 Ω，C7、8=47.9pF ➢ XC9=-40.65 Ω，C9=24.5pF ➢ XL7=77.58 Ω，L7=0.077μH
利用串、并联阻抗转换公式，可以导出各种滤 波匹配网络的元件表达式。
例 1：图 2-3-7(a)为 T 型滤波匹配网络，要求与 Re 和 C0 串接阻抗匹配，求各元件表达式。
解：将 T 型网络分割成两个串接的 L 型网络，图 中 XC1 XC 1 // X L1 。再对这两个 L 型网络进行分析
XC 2 Q2 RL
XC1
XC 1
//
X L1
Re Qe1 Qe2
C2与RL串-并转换 并联谐振
C1与Re’ 并-串转换 串联谐振
例1 是否有第二种计算方法？
例 2：图 2-3-8 示 型滤波匹配网络，要求与 Re、 C0 的并接阻抗匹配，求各元件表达式。
图 2–3–8 形滤波匹配电路
1、将 XC2 和 RL 的串接阻抗转换为 Xp2 和 Rp2 的并接阻抗：
谐振功率放大器原理分析
窄 百分之零点几到百分之几
丙类选频网络高来自5、射频功放的分析方法
高频功放工作于大信号的非线性状态，用解析法 分析较困难，故工程上普遍采用近似的分析方法。 用图解法或折线近似分析法来分析功率放大器。
射频功放的分析方法
图解法： 利用电子器件的特性曲线对它的工作状态进行计算。
1
射频功放的分析方法
2
射频功放的分析方法
2
功放管的保护
2
射频功率放大器的分类
3
射频功率放大器的主要技术指标
1
射频功率放大器的用途
5
射频功放的分析方法
4
射频功率晶体管的选择与保护
2.2高频谐振功率放大器
谐振功放与低频功放的区别
工作频率
相对带宽
工作状态
负载
效率
低频功放
低（20Hz-30KHz）
宽
甲类、推挽乙类
无调谐负载 阻性
低
高频功放
高 （一个工作频率 ）
折线近似分析法： 用折线来表示电子器件的特性曲线。 大信号工作条件下高频功放折线近似为理想化特性曲线的原理：
例：3DA21型晶体管的静态特性曲线
VBZ理想化晶体管的导通电压或称截止电压。gc 正向传输特性的斜率
VBZ
在饱和区，集电极电流只受集电极电压 的控制，而与基极电压无关。 该斜线称为饱和临界线
03
因此又称为谐振功率放大器。
04
按电流导通角不同分为：甲类、甲乙类、乙类、丙类。
05
射频功放大多工作于丙类，采用谐振回路做负载。
06
按工作状态分为：线性放大和非线性放大
07
射频功放通常工作于非线性放大状态，具有较高的效率。
2、射频功率放大器的分类
丙类选频网络高来自5、射频功放的分析方法
高频功放工作于大信号的非线性状态，用解析法 分析较困难，故工程上普遍采用近似的分析方法。 用图解法或折线近似分析法来分析功率放大器。
射频功放的分析方法
图解法： 利用电子器件的特性曲线对它的工作状态进行计算。
1
射频功放的分析方法
2
射频功放的分析方法
2
功放管的保护
2
射频功率放大器的分类
3
射频功率放大器的主要技术指标
1
射频功率放大器的用途
5
射频功放的分析方法
4
射频功率晶体管的选择与保护
2.2高频谐振功率放大器
谐振功放与低频功放的区别
工作频率
相对带宽
工作状态
负载
效率
低频功放
低（20Hz-30KHz）
宽
甲类、推挽乙类
无调谐负载 阻性
低
高频功放
高 （一个工作频率 ）
折线近似分析法： 用折线来表示电子器件的特性曲线。 大信号工作条件下高频功放折线近似为理想化特性曲线的原理：
例：3DA21型晶体管的静态特性曲线
VBZ理想化晶体管的导通电压或称截止电压。gc 正向传输特性的斜率
VBZ
在饱和区，集电极电流只受集电极电压 的控制，而与基极电压无关。 该斜线称为饱和临界线
03
因此又称为谐振功率放大器。
04
按电流导通角不同分为：甲类、甲乙类、乙类、丙类。
05
射频功放大多工作于丙类，采用谐振回路做负载。
06
按工作状态分为：线性放大和非线性放大
07
射频功放通常工作于非线性放大状态，具有较高的效率。
2、射频功率放大器的分类
第二章 谐振功率放大器
(2-2-1)
① 由式 2-2-1 确定 vBE 和 vCE： 先设定VBB、Vbm、VCC、Vcm 四个电量数值，并将ωt 按等间隔 (ωt = 0º ，±15º ，±30 º，……) 给定不同的数 值，则 vBE 和 vCE 便确定(图 a)。
②由输出特性画 iC：根据不同间隔上的 vBE 和vCE 值， 在输出特性曲线上（以 vBE 为参变量）找到对应的动态 点，由此可以确定 iC 值的波形，其中动态点的连线称为 谐振功率放大器的动态线。
③ 后果：加到基极 上的最大反向电压(VBB －Vbm)可能使功率管发 射结反向击穿。
在维持输出功率 的条件下，一味地减 管子导通时间来提高 可采用开关工作的谐振功率放大器——丁类。
集电极效率的做法往往是不现实的。为进一步提高效率，
2.1.2 丁类和戊类谐振功率放大器
1. 丁类简介 (1) 电路 Tr 次级两绕组相同，极性相反。 T1 和 T2 特性配对，为同型管。
用途：对载波或已调波进行功率放大
2.1 谐振功率放大器的工作原理
在谐振功率放大器中，它的管外电路由直流馈电电 路和滤波匹配网络两部分组成。
2.1.1 丙类谐振功率放大器
1. 电路组成
ZL —— 外接负载，呈阻抗性，用 CL 与 RL 串联等 效电路表示。 Lr 和 Cr ——匹配网络，与 ZL 组成并联谐振回路。 调节 Cr 使回路谐振在输入信号频率。 VBB——基极偏置电压，设置在功率管的截止区， 以实现丙类工作。
① 欠压状态：随 VCC 减小，集电极电流脉冲高度 略有减小，因而 IC0 和 Ic1m 也将略有减小，Vcm( = ReIc1m) 也略有减小。
② 过压状态：随 VCC 减小，集电极电流脉冲的高 度降低，凹深加深，因而 IC0、Ic1m、Vcm 将迅速减小。
第2章 谐振功率放大器
2、 基极的调制特性 、
●
定义： 定义：若
不变， 不变，放大器随
的变化特性。 的变化特性。
画出调制特性曲线
●
结论： 结论：
改变 VBB欲想有效控制 Vbm实现 基极调制， 基极调制，则放大器应工作在欠压 状态； 状态； 基极调制特性是实现基极调幅 基极调制特性是实现基极调幅 的原理依据。（ 。（因基极调幅非线性 的原理依据。（因基极调幅非线性 失真大；需激励信号功率大； 失真大；需激励信号功率大；所以 一般不采用） 一般不采用）
Rs = Rp (1+Qe2 ) Xp Xs = < Xp 1 (1+ 2 ) Qe Xs Rs < Rp
Rp = Rs (1+Qe2 ) > Rs 1 X p = X s (1+ 2 ) > X s Qe Rp Qe = Xp
Qe =
2．3．3 谐振功率放大器电路 ． ． • 采用不同的馈电电路和滤波匹配网络 ， 采用不同的馈电电路和滤波匹配网络， 可以构成谐振功放应用实例 • 图2-3-9 • 图2-3-10 • 图2-3-11
匹配网络： 匹配网络：对输出匹配网络的要求
●
将外接R 转化成功率管集电极要求的匹配负载R 将外接 L 转化成功率管集电极要求的匹配负载 e 选出基波分量，滤除谐波分量 选出基波分量， 将功率管给出的信号功率高效率的传送到外接负载上
●
●
设计LC匹配网络的基本依据 设计 匹配网络的基本依据——串并支路阻抗变换公式 匹配网络的基本依据 串并支路阻抗变换公式
3、 集电极调幅与基极调幅 、
（） a) 集电极调幅电路：VCC t 集电极调幅电路： （ ）＝VCC +vΩ t ；丙类谐振功放的 集电极调制特性是实现集电极调幅的原理依据
谐振功放
Cr + + vc L ZL vo(t) r _ _
丙类谐振功率放大器集电极电流和电压波形
iC
iC
iC ic1
ic2
IC0
1
VBB O O
vBE
O
ωt
vBE vCE VCC
O vC O
ωt
ωt
ωt
波形参数关系
集电极电流脉冲序列：
iC I C0 ic1 ic2
I C0 I c1m cosst I c2m cos 2st
f0 L C r O BW0.7 f
Qe
r:LC回路损耗电阻 Rs I(jω) φA(f) RL Rs:信号源内阻 Vs(jω) RL:负载电阻 R=Rs+r+RL:回路总电阻 O I ( j ) 1 A( j ) 1 Vs ( j ) R j L C (Series Resonant Circuits)
vBEmax 15°
O
vBE
动态负载线
· 30°
θ
VBB vCE
· · ·
45° 60° 75°
iCmax
iC
iC
vBEmax
15° · 30°
ωt
Vbm
O
vBE
-90°
VCC
ωt 90°
45° ·60° 75° ·V v· · O
CEmin
CC
vCE vc
Oθ
vCEmin
O
· · ·
ωt
(a)
Vcm 利用傅立叶级数分解iC电流 可得到平均分量IC0和基频分 量振幅Ic1m，即可分析谐振 ωt 功率放大器的性能。
第二章谐振功率放大器PPT学习教案
A//
B wt
Vce
VBB
Vcc↑→Vcemin=（Vcc-Vc1m）↑→（过压→欠压）
Vc1m
ic
ic
ic
Ic1m
ic
Ico
wt
过压 → 临界→ 欠压
过压 欠压 Vcc
Vc1m
Vcc↑ Ic1m ↑ Vc1m ↑ Ico ↑
Ic1m ↑慢 Vcc↑ Ico ↑慢
Vc1m ↑慢
Vc1m Vcc
结论：要使输出信号幅度Vc1m↑↓，放大器应工作在 过压状态，通过控制Vcc↑ ↓→ Vc1m↑↓，实现集电 极调幅电路。
XC1/
XL1/ RL
Xc2 RLQe2 RL RR（Le 1 Qe21）1
X c1
X/ c1
//
X
/
L1
X X /
RP 2
R（L 1Qe22）
L1
P 2 Qe 2
Qe 2
X /
Re/
c1
Qe1
RP2 Qe1
R（L 1Qe22）
Qe1
当Re≈RL时，Xc1→∝ → C1→0 难实现， Re不宜接近RL。 已知Re、Co、Rl、Qe1就可求得 各元件表达式。
X Re（1Qe21）
c1
Qe1 RRL（e 1Qe21）1
Co
XL1
Re
XC1/
Re/= RP2
XL1/ XP2
并联谐振 Re/
Co
XL1
RP2
Re/
Re
XC1/
XC1/
Re/
Co
XL1
XS1
串接 RS1
XS1
RS1
Co
XL1
第二章谐振功率放大器
2 ( 60 o ) 0.28
则：
I co o I c max 3.36 mA
I c1m 1 I c max 6.28mA
I c 2m 2 I c max 4.48mA
基波电流 ic1 为
ic1 I c1m cos t 6.28 cos t
§2.3 谐振功率放大器的性能特点
2
直流功率
集电极耗散功率 效率
PD VCC ICO
PC PD PO
P0 1 I c1m Vcm 1 PD 2 I co Vcc 2
（兼顾功率、效率，选 650 ~ 750 左右）
（习题）
二、 倍频器
原理电路
输入 fs
fo = nfs
uCE
二倍频的主要波形
c Po PD
集电极电流波形、数 值不同，Re值不同， 功率性能不同
（作业：2－5）
2. 折线近似分析法（只限于共发射极状态） • 转移特性曲线 晶体管特性的折线化 输出特性曲线
斜率 gcr
uBE
uBE
uCE
• 临界线
是一条斜率为gcr的通过原点的直线。
临界线方程
iC gcr uCE
uBE U j uBE U j
t 时，ic = 0 ，即 ic g( VBB U bm cos U j ) 0
导通角
•
Uj VBB cos U bm
在Uj-VBB一定时，激励越强（即Ubm大），则导通角愈大。
• 通过调整VBB就可控制导通角到所需值。
集电极电流
ic gUbm (cost cos )
理想静态转移特性
g( uBE U j ) iC 0
则：
I co o I c max 3.36 mA
I c1m 1 I c max 6.28mA
I c 2m 2 I c max 4.48mA
基波电流 ic1 为
ic1 I c1m cos t 6.28 cos t
§2.3 谐振功率放大器的性能特点
2
直流功率
集电极耗散功率 效率
PD VCC ICO
PC PD PO
P0 1 I c1m Vcm 1 PD 2 I co Vcc 2
（兼顾功率、效率，选 650 ~ 750 左右）
（习题）
二、 倍频器
原理电路
输入 fs
fo = nfs
uCE
二倍频的主要波形
c Po PD
集电极电流波形、数 值不同，Re值不同， 功率性能不同
（作业：2－5）
2. 折线近似分析法（只限于共发射极状态） • 转移特性曲线 晶体管特性的折线化 输出特性曲线
斜率 gcr
uBE
uBE
uCE
• 临界线
是一条斜率为gcr的通过原点的直线。
临界线方程
iC gcr uCE
uBE U j uBE U j
t 时，ic = 0 ，即 ic g( VBB U bm cos U j ) 0
导通角
•
Uj VBB cos U bm
在Uj-VBB一定时，激励越强（即Ubm大），则导通角愈大。
• 通过调整VBB就可控制导通角到所需值。
集电极电流
ic gUbm (cost cos )
理想静态转移特性
g( uBE U j ) iC 0
Chapter2 射频电路基础(2013版)PDF
27
解此联立方程可得：
V2 j C M I s 1 2 2 ( ) g j C C C M M j L j C M / g 2
2 2
2 1 0 2C M 1 j g ( ) g 2 0 0 j I s g (1 2 2 ) j 2
若要求负载与信号源内阻匹配，问变 压器线圈匝数比N1~3/N2~3应为何值? 解:先把RL折算到电容支路两端得到RL’
RL C1 C2 2 RL ' 2 ( ) RL 16 RL C1 p1
再把RL’折算到RS支路两端得到RL’’
N 2~3 2 N 2~3 2 ) R L ' 16 ( ) RL Rs RL ' ' p2 RL ' ( N 1~ 3 N 1~ 3
可见，在有信号源內阻和负载电阻情况下，为了对并联谐振 回路的影响小，需要应用阻抗变换电路。
n n
所以并联谐振回路希望用恒流源激励（内阻大）。
31
3. 匹配网络阻抗变换 （窄带）
L型匹配网络 常用网络结构 T型匹配网络 p型匹配网络
7
（一）简单LC并联谐振回路分析
固有串 联电阻 等效并 联阻抗
实际的并联谐振回路
等效的并联谐振回路
R 并联阻抗 r 串联电阻
1 L R r C
8
简单并联谐振回路的阻抗表达式为：
Z ( j )
1 1 1 j C R j L
R 0 1 j ( ) 0 L 0
24
结论：
（１）部分接入的电阻（或阻抗）折算到回路两端时， 其值增大 １／ｐ2倍，电导（或导纳）则减小ｐ2 倍； （２）部分接入的电压源折算到回路两端时，其值增大１／ｐ倍； （３）部分接入的电流源折算到回路两端时，其值减小ｐ倍；
解此联立方程可得：
V2 j C M I s 1 2 2 ( ) g j C C C M M j L j C M / g 2
2 2
2 1 0 2C M 1 j g ( ) g 2 0 0 j I s g (1 2 2 ) j 2
若要求负载与信号源内阻匹配，问变 压器线圈匝数比N1~3/N2~3应为何值? 解:先把RL折算到电容支路两端得到RL’
RL C1 C2 2 RL ' 2 ( ) RL 16 RL C1 p1
再把RL’折算到RS支路两端得到RL’’
N 2~3 2 N 2~3 2 ) R L ' 16 ( ) RL Rs RL ' ' p2 RL ' ( N 1~ 3 N 1~ 3
可见，在有信号源內阻和负载电阻情况下，为了对并联谐振 回路的影响小，需要应用阻抗变换电路。
n n
所以并联谐振回路希望用恒流源激励（内阻大）。
31
3. 匹配网络阻抗变换 （窄带）
L型匹配网络 常用网络结构 T型匹配网络 p型匹配网络
7
（一）简单LC并联谐振回路分析
固有串 联电阻 等效并 联阻抗
实际的并联谐振回路
等效的并联谐振回路
R 并联阻抗 r 串联电阻
1 L R r C
8
简单并联谐振回路的阻抗表达式为：
Z ( j )
1 1 1 j C R j L
R 0 1 j ( ) 0 L 0
24
结论：
（１）部分接入的电阻（或阻抗）折算到回路两端时， 其值增大 １／ｐ2倍，电导（或导纳）则减小ｐ2 倍； （２）部分接入的电压源折算到回路两端时，其值增大１／ｐ倍； （３）部分接入的电流源折算到回路两端时，其值减小ｐ倍；
《谐振功率放大器》PPT课件
Vcm = ReIc1m ， Po = VcmIc1m/2 PD = VCCIC0 ， PC = PD－Po C = Po/ PD
通信工程学院
匹配负载：使放大器工作在临界状态下的Re取值。
特点：Po最大，ηc较大，Pc较小，放大器接近最佳性能。
Re opt Vo2m
(VCC
V )2 CE(sat)
准静态分析法（两个假设） •假设一：谐振回路具有理想的滤波特性，其上只能产生基波电 压，而其它分量的电压均可忽略；因而虽然基极和集电极的电流 是脉冲电流，但它们的电压均是余弦的。
vBE VBB Vbmcost vCE VCC Vcmcost
•假设二：功率管的特性可用输入和输出静态特性曲线表示，其 高频效应可忽略。但分析时，采用的输出特性曲线的参量是vBE， 而不是iB（可根据输入特性曲线上iB与vBE的关系转换）
通信工程学院
25
iC 的平均分量 IC0 与基波分量 Ic1m
IC0
1 2
iCdt
Ic1m
1
iC costdt
结论：iC 脉冲越宽，高度越高，IC0 和 Ic1m 就越大。如果出 现凹陷，则凹陷越深，IC0 和 Ic1m 就越小。
通信工程学院
26
欠压？ 临界？ 过压？
通信工程学院
27
四个电压量对性能影响的定性讨论
14.00us
16.00us 14
丁类和戊类谐振功率放大器（要求了解）
(1)丁类谐振功率放大器
通信工程学院
15
结论：
① VCE(sat)小，管耗小，放大器的效率高 (90% 以上) ；
② 因结电容、分布电容等影响，实际波形不理想，使管耗增 大，丁类功放效率受限。
射频电路基础(第二章
当UBB=UBE(on)时，θ=90°；当UBB<UBE(on)时，θ<π/2； 当 UBB>UBE(on)时， θ>π/2。
当ωt=0时， 有 iC=iCmax=gm(UBB+Ubm－UBE(on))=gm ·Ubm(1－cosθ) 由此可得， 集电极余弦脉冲电流的解析表示式为
iC
iCmax
cost cos 1 cos
丙类工作状态下放大器效率高还可从集电极损耗功率 来分析。 由
可知， 当Po一定时， 减小PC可提高ηC。 PC可表示为
因此， 减小iC ·uCE及通角θ可减小PC。
第二章 谐振功率放大器
在高频功率放大器中， 提高集电极效率的同时， 还应 尽量提高输出功率。 根据式(2.1.3)和式(2.1.4)， 可得
第二章 谐振功率放大器
图 2.2.3 三种状态下的动态特性及集电极电流波形
第二章 谐振功率放大器
2.2.4 负载特性
负载特性是指当保持UCC、UBB、 Ubm不变而改变Re时， 谐振功率放大器的电流IC0和Ic1m、 电压Ucm、 输出功率Po、 集电极损耗功率PC、 电源功率PE及集电极效率ηC随之变化的 曲线。
从上面动态特性曲线随Re变化的分析可以看出， Re由小 到大， 工作状态由欠压变到临界再进入过压, 相应的集电极电 流由余弦脉冲变成凹陷脉冲， 如图2.2.4(a)所示。
第二章 谐振功率放大器
图 2.2.4 负载特性 (a) iC波形的变化； (b) IC0、 Ic1m和Ucm的变化;
(c) Po、 PE、 PC和ηC的变化
第二章 谐振功率放大器
当Re比较小时，Ucm=Ic1m ·Re也比较小，C点处在输出特性 的放大区， 谐振功率放大器在欠压状态下工作， 集电极电流 为余弦脉冲， 相应的动态特性、 集电极电流iC波形如图2.2.3 中曲线①所示。 当Re增大时， Ucm增大， uCEmin减小， C点沿 uBEmax的输出特性左移。 若放大器仍处于欠压状态， 则集电极 电流波形不变。 Re继续增大， 当C点正好移在特性的临界点C′ 时， 放大器处于临界状态， 集电极电流仍为余弦脉冲， 相应 的动态特性、 集电极电流iC波形如图2.2.3 中曲线②所示。
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第二章 谐振功率放大器
第二章 谐振功率放大器
2.1 谐振功率放大器基本工作原理 2.2 丙类谐振功率放大器的工作状态分析 2.3 谐振功率放大器的高频特性 2.4 谐振功率放大器电路 2.5 高效率高频功率放大器及功率合成技术 2.6 集成器件与应用电路举例 本章小结 思考题和习题
第二章 谐振功率放大器
集电极电源UCC供给的直流输入功率为
PE=UCC ·IC0
直流输入功率PE与集电极输出高频功率Po之差为集电极耗
散功率PC， 即
PC=PE－Po
(2.1.3)
第二章 谐振功率放大器
它是耗散在晶体管集电结上的损耗功率。 集电极效率ηC为 输出高频功率Po与直流输入功率PE之比， 即
(2.1.4)
它是表示集电极回路能量转换的重要参数。 谐振功率放大 器就是要获取尽量大的Po和尽量高的ηC。
可见， 当晶体管允许损耗功率PC一定时， ηC越高， 输出 功率Po越大。
第二章 谐振功率放大器
2.2 丙类谐振功率放大器的工作状态分析
2.2.1 解析分析法
解析分析法首先要解决的问题是找到器件的数学模型。 由于晶体管处于大信号非线性工作区， 因此特性曲线可用折 线近似， 如晶体管转移特性可用图2.2.1(a)表示， 晶体管特性 放大区的表示式可写为
第二章 谐振功率放大器
2.1.2 谐振功率放大器的工作原理
要了解高频谐振功率放大器的工作原理， 首先必须了解 晶体管的电流、 电压波形及其对应关系。 晶体管转移特性如 图2.1.2中粗虚线所示。 由于输入信号较大， 可用折线近似转 移特性， 如图中粗实线所示。 图中，UBE（on)为晶体管导通电 压， gm为特性斜率。
第二章 谐振功率放大器
由式(2.1.4)可见， 集电极效率ηC取决于比值Ic1m/IC0与
Ucm/UCC的乘积， 前者称为波形系数g1(θ)， 即
g1 ( )
I c1m I C0
后者称为集电极电压利用系数ξ， 即
Ucm
U CC
因此式(2.1.4)又可写为Cຫໍສະໝຸດ 1 2g1( )
第二章 谐振功率放大器
极电流iC为余弦脉冲， 其最大值为iCmax， 一个周期内集电极
电流流通的相角为2θ， 通常称θ为集电极电流的通角。 丙类工
作时，θ<π/2。
第二章 谐振功率放大器
把集电极电流脉冲用傅立叶级数(简称傅氏级数)展开， 可 分解为直流、 基波和各次谐波， 因此， 集电极电流iC可写为
iC=IC0+ic1+ic2+… =IC0+Ic1m cosωt+Ic2m cos2ωt+…
丙类工作状态下放大器效率高还可从集电极损耗功率 来分析。 由
可知， 当Po一定时， 减小PC可提高ηC。 PC可表示为
因此， 减小iC ·uCE及通角θ可减小PC。
第二章 谐振功率放大器
在高频功率放大器中， 提高集电极效率的同时， 还应 尽量提高输出功率。 根据式(2.1.3)和式(2.1.4)， 可得
iC=gm(uBE－UBE(on))， uBE≥UBE(on) 截止区的表示式可写为
iC=0, uBE＜UBE(on)
第二章 谐振功率放大器
图 2.2.1 理想化的转移特性和输出特性 (a) 转移特性； (b) 输出特性
第二章 谐振功率放大器
晶体管的输出特性在放大区忽略基调效应的情况下， 可 认为是一组与横轴平行的水平线。 在饱和区， 用这些特性曲 线从放大区进入饱和区的临界点相连起来的一条直线加以近似， 这条直线叫临界线， 其斜率用Scr表示， 如图2.2.1(b)所示。 这 样， 在饱和区晶体管特性的表示式可写为
由图2.1.3可见， 虽然集电极电流为脉冲， 但由于LC并联
谐振回路的选频滤波作用， 集电极电压仍为余弦波形， 且uCE 与uBE反相。
第二章 谐振功率放大器
图 2.1.3 电流、 电压波形
第二章 谐振功率放大器
2.1.3 高频谐振功率放大器中的能量关系
在集电极电路中， LC振荡回路得到的高频功率为
第二章 谐振功率放大器
图 2.1.2 丙类工作情况的输入电压、 集电极电流波形
第二章 谐振功率放大器
设输入电压为一余弦电压， 即
ub=Ubm cosωt 则晶体管基极、 发射极间电压uBE为
uBE=UBB+ub=UBB+Ubm cosωt
(2.1.1)
在丙类工作时， UBB<UBE(on)， 在这种偏置条件下， 集电
式中， IC0为直流电流， Ic1m、 Ic2m分别为基波、 二次谐波电 流幅度。
第二章 谐振功率放大器
谐振功率放大器的集电极负载是一高Q的LC并联振荡回路， 如果使谐振角频率ω0等于输入信号ub的角频率ω， 那么， 尽 管在集电极电流脉冲中含有丰富的高次谐波分量， 但由于并 联谐振回路的选频滤波作用， 振荡回路两端的电压可近似认 为只有基波电压， 即
uc=Ucm cosωt=Ic1mRe cosωt 式中， Ucm为uc的振幅；Re为LC回路的谐振电阻， 即高频谐振 功率放大器的负载电阻。
第二章 谐振功率放大器
晶体管集电极、 发射极间电压uCE等于
uCE=UCC－uc=UCC－Ｕcm cosωt
(2.1.2)
ub、 uBE、 iC、 ic1、 uc、uCE之间的时间关系波形如图2.1.3所示。
2.1 谐振功率放大器基本工作原理
2.1.1 谐振功率放大器的电路组成
图2.1.1是晶体管谐振功率放大器的原理电路。
图 2.1.1 谐振功率放大器的原理电路
第二章 谐振功率放大器
图中， UBB是基极偏置电压， 调整UBB， 可改变放大器工作 的类型； UCC是集电极电源电压； 集电极外接LC并联振荡回 路的功用是作放大器负载；V为高频大功率管， 通常采用平 面工艺制造的NPN高频大功率管， 能承受高电压和大电流， 有较高的特征频率fT， 其主要功用是在基极输入信号的控制 下， 将集电极电源UCC提供的直流能量转换为高频信号能量。
第二章 谐振功率放大器
放大器电路由集电极回路和基极回路两部分组成。 集电 极回路由晶体管集电极、 发射极、 集电极直流电源和集电极 负载组成。 基极回路由晶体管基极、 发射极、 偏置电源和外 加激励源ub组成。 由偏置电压UBB和外加激励ub控制集电极电 流的通断， 集电极回路通过晶体管把直流能量转变为高频交 流能量。 高频谐振功率放大器主要研究集电极回路的能量 转换关系。
第二章 谐振功率放大器
2.1 谐振功率放大器基本工作原理 2.2 丙类谐振功率放大器的工作状态分析 2.3 谐振功率放大器的高频特性 2.4 谐振功率放大器电路 2.5 高效率高频功率放大器及功率合成技术 2.6 集成器件与应用电路举例 本章小结 思考题和习题
第二章 谐振功率放大器
集电极电源UCC供给的直流输入功率为
PE=UCC ·IC0
直流输入功率PE与集电极输出高频功率Po之差为集电极耗
散功率PC， 即
PC=PE－Po
(2.1.3)
第二章 谐振功率放大器
它是耗散在晶体管集电结上的损耗功率。 集电极效率ηC为 输出高频功率Po与直流输入功率PE之比， 即
(2.1.4)
它是表示集电极回路能量转换的重要参数。 谐振功率放大 器就是要获取尽量大的Po和尽量高的ηC。
可见， 当晶体管允许损耗功率PC一定时， ηC越高， 输出 功率Po越大。
第二章 谐振功率放大器
2.2 丙类谐振功率放大器的工作状态分析
2.2.1 解析分析法
解析分析法首先要解决的问题是找到器件的数学模型。 由于晶体管处于大信号非线性工作区， 因此特性曲线可用折 线近似， 如晶体管转移特性可用图2.2.1(a)表示， 晶体管特性 放大区的表示式可写为
第二章 谐振功率放大器
2.1.2 谐振功率放大器的工作原理
要了解高频谐振功率放大器的工作原理， 首先必须了解 晶体管的电流、 电压波形及其对应关系。 晶体管转移特性如 图2.1.2中粗虚线所示。 由于输入信号较大， 可用折线近似转 移特性， 如图中粗实线所示。 图中，UBE（on)为晶体管导通电 压， gm为特性斜率。
第二章 谐振功率放大器
由式(2.1.4)可见， 集电极效率ηC取决于比值Ic1m/IC0与
Ucm/UCC的乘积， 前者称为波形系数g1(θ)， 即
g1 ( )
I c1m I C0
后者称为集电极电压利用系数ξ， 即
Ucm
U CC
因此式(2.1.4)又可写为Cຫໍສະໝຸດ 1 2g1( )
第二章 谐振功率放大器
极电流iC为余弦脉冲， 其最大值为iCmax， 一个周期内集电极
电流流通的相角为2θ， 通常称θ为集电极电流的通角。 丙类工
作时，θ<π/2。
第二章 谐振功率放大器
把集电极电流脉冲用傅立叶级数(简称傅氏级数)展开， 可 分解为直流、 基波和各次谐波， 因此， 集电极电流iC可写为
iC=IC0+ic1+ic2+… =IC0+Ic1m cosωt+Ic2m cos2ωt+…
丙类工作状态下放大器效率高还可从集电极损耗功率 来分析。 由
可知， 当Po一定时， 减小PC可提高ηC。 PC可表示为
因此， 减小iC ·uCE及通角θ可减小PC。
第二章 谐振功率放大器
在高频功率放大器中， 提高集电极效率的同时， 还应 尽量提高输出功率。 根据式(2.1.3)和式(2.1.4)， 可得
iC=gm(uBE－UBE(on))， uBE≥UBE(on) 截止区的表示式可写为
iC=0, uBE＜UBE(on)
第二章 谐振功率放大器
图 2.2.1 理想化的转移特性和输出特性 (a) 转移特性； (b) 输出特性
第二章 谐振功率放大器
晶体管的输出特性在放大区忽略基调效应的情况下， 可 认为是一组与横轴平行的水平线。 在饱和区， 用这些特性曲 线从放大区进入饱和区的临界点相连起来的一条直线加以近似， 这条直线叫临界线， 其斜率用Scr表示， 如图2.2.1(b)所示。 这 样， 在饱和区晶体管特性的表示式可写为
由图2.1.3可见， 虽然集电极电流为脉冲， 但由于LC并联
谐振回路的选频滤波作用， 集电极电压仍为余弦波形， 且uCE 与uBE反相。
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图 2.1.3 电流、 电压波形
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2.1.3 高频谐振功率放大器中的能量关系
在集电极电路中， LC振荡回路得到的高频功率为
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图 2.1.2 丙类工作情况的输入电压、 集电极电流波形
第二章 谐振功率放大器
设输入电压为一余弦电压， 即
ub=Ubm cosωt 则晶体管基极、 发射极间电压uBE为
uBE=UBB+ub=UBB+Ubm cosωt
(2.1.1)
在丙类工作时， UBB<UBE(on)， 在这种偏置条件下， 集电
式中， IC0为直流电流， Ic1m、 Ic2m分别为基波、 二次谐波电 流幅度。
第二章 谐振功率放大器
谐振功率放大器的集电极负载是一高Q的LC并联振荡回路， 如果使谐振角频率ω0等于输入信号ub的角频率ω， 那么， 尽 管在集电极电流脉冲中含有丰富的高次谐波分量， 但由于并 联谐振回路的选频滤波作用， 振荡回路两端的电压可近似认 为只有基波电压， 即
uc=Ucm cosωt=Ic1mRe cosωt 式中， Ucm为uc的振幅；Re为LC回路的谐振电阻， 即高频谐振 功率放大器的负载电阻。
第二章 谐振功率放大器
晶体管集电极、 发射极间电压uCE等于
uCE=UCC－uc=UCC－Ｕcm cosωt
(2.1.2)
ub、 uBE、 iC、 ic1、 uc、uCE之间的时间关系波形如图2.1.3所示。
2.1 谐振功率放大器基本工作原理
2.1.1 谐振功率放大器的电路组成
图2.1.1是晶体管谐振功率放大器的原理电路。
图 2.1.1 谐振功率放大器的原理电路
第二章 谐振功率放大器
图中， UBB是基极偏置电压， 调整UBB， 可改变放大器工作 的类型； UCC是集电极电源电压； 集电极外接LC并联振荡回 路的功用是作放大器负载；V为高频大功率管， 通常采用平 面工艺制造的NPN高频大功率管， 能承受高电压和大电流， 有较高的特征频率fT， 其主要功用是在基极输入信号的控制 下， 将集电极电源UCC提供的直流能量转换为高频信号能量。
第二章 谐振功率放大器
放大器电路由集电极回路和基极回路两部分组成。 集电 极回路由晶体管集电极、 发射极、 集电极直流电源和集电极 负载组成。 基极回路由晶体管基极、 发射极、 偏置电源和外 加激励源ub组成。 由偏置电压UBB和外加激励ub控制集电极电 流的通断， 集电极回路通过晶体管把直流能量转变为高频交 流能量。 高频谐振功率放大器主要研究集电极回路的能量 转换关系。