UCC28950移相全桥设计指南设计

1、2、介绍在大功率服务器件中，为满足高效和绿色标准，一些供电设计师们发现使用移相全桥转换器更容易。

这是| |因为移相全桥变换器可以在转换器原边获得零切换。

这个应用程序的目的是设计报告审查的600W移相全桥变换器在电力系统中，利用TI的新UCC2895移相全桥控制器，并基于典型值。

在生产设计需要修改的值最坏情况的条件。

希望这些信息将帮助其他电源设计者的努力设计一个有效的移相全桥变换器。

表1设计规范描述最小值典型值最大值输入电压370V390V410V输出电压11.4V12V12.6V 允许输出电压瞬变］600mV 加载步骤90%输出电压600W满负荷效率93%电感器切换频率200kHz3、功能示意图4、功率预算为满足效率的目标，一组功率预算需要设定。

^BUOGET =^OUT X 1 =45,2WV H J5、原边变压器计算T1变压器匝比（al）:VREF GNUUPDOUTACQMP QUIT HIWTCUL L AB oyrr&1*DC LCD DUTE瞽QELEF OUTF TTTMiNl S-VNC Mmr GS15RSUV WC1□ cm ADELEF口-jWTF I s srrec估计场效应晶体管电压降（VRDSON ）:V RDSON ~ 0*3 V基于最小指定的输入电压时 70%的占空比选择变压器。

基于平均输入电压计算典型工作周期（DTYP ）("OUT 彳力整座N 0 66(V|N - 2 兀)输岀电感纹波电流设置为输岀电流的20%需要注意在选择变压器磁化电感的正确数值 （LMAG ）。

下列方程计算主变压器器运行在电流型控制。

如果LMA 太小，磁化电流会导致变换器运行在电压模式控制代替 peak-current 模式这是因为磁化电流太大，它将作为PW 坡道淹没RS!的电流传感信号。

^2.76mH图2显示了 T1原边电流（IPRIMARY ）和同步整流器Q 罰QF 电流对同步整流栅驱动电流的反应。

基于UCC3895的移相全桥变换器的设计针对新型的移相PWM 控制器UCC3895,介绍了其基本的功能及与UC3875(79)系列的控制器相比所具有的特点。

并将该控制器应用于20kHz／500W 移相全桥电源,进行了开环和闭环的系统实验,实验结果表明所进行的设计是合理的,UCC,3895 有较强的实用价值。

关键词：移相全桥变换器;UCCt895;设计引言移相全桥(Full-Bridge,FB)PWM 变换器是一种应用广泛,适用于较大功率、低电压等场合的变换器。

该变换器采用PWM 移相控制,在不附加其他额外元器件,电路成本和复杂程度基本不变的情况下,利用变压器的漏感和功率开关管的结电容进行谐振,使功率管实现零电压开关(ZVS),从而减小了开关损耗,变换器的效率可大于80％,并且开关电压应力的减小使得开关频率可以进一步得到提高,可达到100 kHz～500 kHz,故该变换器适应当今开关电源高频化、高效化的发展趋势,有广阔的应用前景。

实现全桥变换器的移相PWM 控制的方法很多,比如：采用分立器件进行逻辑组合,采用专用的集成控制芯片,采用DSP 或CPLD 数字实现等。

第一种方法较为复杂,不利于工业应用,第三种方法的成本相对较高;而采用专用的集成控制器是电源开发设计者们较多采用的方法。

当今应用较多的移相全桥集成控制芯片主要是UC3879 和UC3875／6／7／8 系列。

UC3879 作为UC3875 的改进型, 其工作原理和基本结构是相同的,但在一些功能上进行了改进。

UCC3895 是TI公司生产的又一种高性能PWM 移相型控制器。

它是UC3879 的改进型,除了具有UC38779 的功能外,最大的改进是增加了自适应死区设置,以适应负载变化时不同的准谐振软开关要求。

新增加了PWM 软关断能力。

同时由于它采用了。

-+-V UCC28950-Q1ZHCS225A –APRIL 2011–REVISED JULY 2012支持同步整流的相移全桥控制器查询样品:UCC28950-Q1特性•V DD 欠压闭锁•宽温度范围，-40°C 至125°C•符合汽车应用要求•具有符合AEC-Q100的下列结果：应用范围–器件温度1级：-40°C 至125°C 的环境运行温•相移全桥转换器度范围•工业电源系统–器件人体模型(HBM)静电放电(ESD)分类等级H2•高密度电源架构–器件充电器件模型(CDM)ESD 分类等级C3B •太阳能逆变器和电动车辆•增强型宽范围谐振零电压开关(ZVS)功能说明•直接同步整流器(SR)控制UCC28950-Q1增强型相移控制器基于德州仪器(TI)•轻负载效率管理包括：的改进型工业标准UCCx895相移控制器系列产品，所–突发模式运行做出的改进提供了当前高效电源系统中同类产品中最佳–断续导通模式(DCM)，支持可编程阈值的动态效率。

UCC28950-Q1在对同步整流器输出级进行有SR 开关控制效控制的同时执行对全桥的高级控制。

–可编程自适应延迟•支持可编程斜坡补偿和电压模式控制的平均或者峰初级侧信号允许可编程延迟以确保宽负载电流和输入电值电流模式控制压范围内的ZVS 运行，而负载电流自然调整同步整流•闭环路软启动和使能功能器的次级侧开关延迟，从而大大提升了整体系统效率。

•支持双向同步的高达1MHz 的可编程开关频率•(±3%)支持断续模式的逐周期电流限制保护•150µA 启动电流UCC28950-Q1典型应用Please be aware that an important notice concerning availability,standard warranty,and use in critical applications of Texas Instruments semiconductor products and disclaimers thereto appears at the end of this data sheet.UCC28950-Q1ZHCS225A–APRIL2011–REVISED These devices have limited built-in ESD protection.The leads should be shorted together or the device placed in conductive foam during storage or handling to prevent electrostatic damage to the MOS gates.说明（续）UCC28950-Q1还提供多重轻负载管理特性，其中包括进入和退出断续电流模式(DCM)运行时的突发模式模式和动态SR开/关控制，从而确保将ZVS运行扩展至更轻的负载。

改进的绿色相移全桥控制IC—UCC28950 UCC28950是TI公司进一步改进的相移全桥控制IC，它比原有标准型UCC2895主要改进为ZVS能力范围加宽，对二次侧同步整流直接控制，提高了轻载空载转换效率，而且此时可以ON/OFF控制同步整流成为绿色产品。

既可以作电流型控制，也可以作电压型控制。

增加了闭环软启动及使能功能。

低启动电流，逐个周期式限流过流保护，开关频率可达1MHz。

UCC28950基本应用电路如图1所示，内部等效方框电路如图2所示。

图1 UCC28950基本应用电路图2 UCC28950内部电路方框图*启动中的保护逻辑UCC28950启动前应该首先满足下列条件：*VDD电压要超过UVLO阈值，7.3V。

*5V基准电压已经实现。

*芯片结温低于140℃。

*软启动电容上的电压不低于0.55V。

如果满足上述条件，一个内部使能信号EN将产生出来，开始软启动过程。

软启动期间的占空比，由SS端电压定义，且不会低于由T MIN设置的占空比，或由逐个周期电流限制电路决定的负载条件。

*电压基准精确的(±1.5%)5V基准电压，具有短路保护，支持内部电路，并能提供20mA外部输出电流，其用于设置DC-DC变换器参数，放置一个低ESR，ESL瓷介电容(1uF-2.2uF)旁路去耦，从此端接到GND，并紧靠IC端子，以获得最佳性能。

唯一的关断特性发生在IC的VDD进入UVLO状态。

*误差放大器（EA+,EA-,COMP）误差放大器有两个未提交的输入端，EA+和EA-。

它具有3MHz带宽，具有柔性的闭环反馈环。

EA+为同相端，EA-为反向端。

COMP为输出端，输入电压共模范围保证在0.5V-3.6V。

误差放大器的输出在内部接到PWM 比较器的同相输入端，误差放大器的输出范围为0.25V-4.25V，远超出PWM比较器输入上斜信号范围，其从0.8V-2.8V。

软启动信号作为附加的误差放大器的同相输入，当误差放大器的两个同相输入为低，是支配性的输入，而且设置的占空比是误差放大器输出信号与内部斜波相比较后放在PWM比较器的输入处。

1、介绍在大功率服务器件中，为满足高效和绿色标准，一些供电设计师们发现使用移相全桥转换器更容易。

这是因为移相全桥变换器可以在转换器原边获得零切换。

这个应用程序的目的是设计报告审查的600W移相全桥变换器在电力系统中,利用TI的新UCC28950移相全桥控制器,并基于典型值。

在生产设计需要修改的值最坏情况的条件。

希望这些信息将帮助其他电源设计者的努力设计一个有效的移相全桥变换器。

表 1 设计规描述最小值典型值最大值输入电压370V 390V 410V输出电压11.4V 12V 12.6V允许输出电压瞬变600mV加载步骤90%输出电压600W满负荷效率93%电感器切换频率200kHz2、功能示意图3、功率预算为满足效率的目标，一组功率预算需要设定。

4、原边变压器计算T1变压器匝比(a1):估计场效应晶体管电压降(VRDSON):基于最小指定的输入电压时70%的占空比选择变压器。

基于平均输入电压计算典型工作周期(DTYP)输出电感纹波电流设置为输出电流的20%。

需要注意在选择变压器磁化电感的正确数值(LMAG)。

下列方程计算主变压器(T1)的最低磁化电感,确保变频器运行在电流型控制。

如果LMAG太小，磁化电流会导致变换器运行在电压模式控制代替peak-current模式。

这是因为磁化电流太大,它将作为PWM坡道淹没RS上的电流传感信号。

图2显示了T1原边电流(IPRIMARY)和同步整流器QE和QF电流对同步整流栅驱动电流的反应。

注意I(QE) I(QF)也是T1的次级绕组电流。

变量D是转换器占空比。

计算T1次级均方根电流(ISRMS):副边均方根电流(ISRMS1)当能量被传递到副边:副边均方根电流(ISRMS2)，当电流通过变压器，QE QF开通副边均方根电流(ISRMS3)引起的负电流在对方绕组随心所欲的时期,请参阅图2。

副边总均方根电流(ISRMS):计算T1原边均方根电流(IPRMS):T1原边均方根电流(IPRMS1当能量被传递到次边T1原边均方根电流(IPRMS2)当转换器总T1原边均方根电流(IPRMS)此设计一个Vitec变压器被选中，型号75PR8107有一下规测量漏原边漏感:变压器原边直流电阻:变压器副边直流电阻:估计转换损失(PT1)是铜损的两倍。

移相全桥参数计算 Prepared on 22 November 20201、介绍在大功率服务器件中，为满足高效和绿色标准，一些供电设计师们发现使用移相全桥转换器更容易。

这是因为移相全桥变换器可以在转换器原边获得零切换。

这个应用程序的目的是设计报告审查的600W移相全桥变换器在电力系统中,利用TI的新UCC28950移相全桥控制器,并基于典型值。

在生产设计需要修改的值最坏情况的条件。

希望这些信息将帮助其他电源设计者的努力设计一个有效的移相全桥变换器。

表1设计规范2、功能示意图3、功率预算为满足效率的目标，一组功率预算需要设定。

4、原边变压器计算T1变压器匝比(a1):估计场效应晶体管电压降(VRDSON):基于最小指定的输入电压时70%的占空比选择变压器。

基于平均输入电压计算典型工作周期(DTYP)输出电感纹波电流设置为输出电流的20%。

需要注意在选择变压器磁化电感的正确数值(LMAG)。

下列方程计算主变压器(T1)的最低磁化电感,确保变频器运行在电流型控制。

如果LMAG太小，磁化电流会导致变换器运行在电压模式控制代替peak-current模式。

这是因为磁化电流太大,它将作为PWM坡道淹没RS上的电流传感信号。

图2显示了T1原边电流(IPRIMARY)和同步整流器QE和QF电流对同步整流栅驱动电流的反应。

注意I(QE)I(QF)也是T1的次级绕组电流。

变量D是转换器占空比。

计算T1次级均方根电流(ISRMS):副边均方根电流(ISRMS1)当能量被传递到副边:副边均方根电流(ISRMS2)，当电流通过变压器，QEQF开通副边均方根电流(ISRMS3)引起的负电流在对方绕组随心所欲的时期,请参阅图2。

副边总均方根电流(ISRMS):计算T1原边均方根电流(IPRMS):T1原边均方根电流(IPRMS1当能量被传递到次边T1原边均方根电流(IPRMS2)当转换器总T1原边均方根电流(IPRMS)此设计一个Vitec变压器被选中，型号75PR8107有一下规范测量漏原边漏感:变压器原边直流电阻:变压器副边直流电阻:估计转换损失(PT1)是铜损的两倍。

简要叙述了移相全桥的工作原理、控制芯片 的主要功能，主要在于分析功率器件的应力、磁 性器件设计、应用实例等，力求直观、言之有物， 对移相全桥拓扑及其外围电路有一定的感性认识。 一．移相全桥原理简述： 移相控制零电压开关PWM DC/DC全桥变换器 （Phase-shifted zero-voltage-switching pwm dc/dc full-bridge converter,PS ZVS FB Converter） 利用原边串联谐振电感和功率管的寄生电容来 实现开关管的零电压开关，其电路结构如下：
根据上述分析， 有3个方法，有利于实现ZVS： 1.增加励磁电流 2.加大谐振电感 3.增加死区时间
ZVS示意波形可参考如下：
•
Q40和Q38同时导通时，初级变压器绕组上的 电压为零，不传送能量。要保持电感电流不变， 初级电流处于环流状态，存在较大的导通损耗， 电流再次下降。 • 当Q37、Q40同时导通时，由于初级电流减小， 次级绕组无法完全提供负载电流，次级的两个整 流二极管同时处于导通、续流状态，次级绕组短 路。因此，初级的方波电压完全施加与谐振电感 上，此时副边存在占空比丢失现象。 • 上面简要描述了一个桥臂的工作过程，另一个 桥臂工作状态相同，不再叙述。
THE END THANK YOU!
小结：
1. 移相全桥工作与零电压开关，极大的减小 了开关损耗，有利于提高开关频率，减小 电源的体积和重量。 2. 超前桥臂比滞后桥臂容易实现零电压开关。 3. 由于谐振电感串联于主回路中，副边存在 占空比丢失现象。 更深入的理论分析可参考文献1(P208~221).
二．控制芯片UCC3895简介：
2.谐振电感：
根据负载条件来选择电感量,理论计算误差较 大。一般情况下，半载时，使滞后桥臂工作于 ZVS，作为谐振电感感量选取的判定条件。需计 算负载突变、输出短路等状态下的磁感应强度， 避免进入饱和状态。这里选用绕线0.1*100*3，磁 芯为EER2834, 9匝，感量8～10uH。测得其磁感 应强度如下：Bmax＝L×Ip÷(N×Ae)

UCC28950移相全桥设计指南一，拓扑结构及工作原理(1) 主电路拓扑本设计采用ZVZCS PWM移相全桥变换器，采用增加辅助电路的方法复位变压器原边电流，实现了超前桥臂的零电压开关(ZVS)和滞后桥臂的零电流开关(ZCS)。

电路拓扑如图3.6所示。

图3.6 全桥ZVZCS电路拓扑当1S、4S导通时，电源对变压器初级绕组正向充电，将能量提供给负载，同时，输出端钳位电容Cc充电。

当关断1S时，电源对1CC通过变压器初级绕组放电。

由于1C的存在，1S为零电压关断，此时变压器漏感k L和输出滤波电感o L串联，共同提供能量，由于充电，2Cc的存在使得变压器副边电压下降速度比原边慢，导致电位差并产生感应电动势作用于k L，加速了2C的放电，为2S的零电压开通提供条件。

当Cc放电完全后，整流二极管全部导通续流，在续流期间原边电流已复位，此时关段4S，开通3S，由于漏感k L两边电流不能突变，所以4S为零电流关断，3S为零电流开通。

(2) 主电路工作过程分析[7]半个周期内将全桥变换器的工作状态分为8种模式。

①模式1图1 模式1主电路简化图及等效电路图②模式2图2 模式2简化电路图③模式3图3模式3简化电路图④模式4图4模式4主电路简化图及等效电路图⑤模式5图5模式5 主电路简化图及等效电路图⑥模式6图6 模式6主电路简化图及等效电路图⑦模式7图7模式7主电路简化电路图⑧模式8图8 模式8主电路简化电路图二，关键问题1：滞后臂较难实现ZVS原因：滞后臂谐振的时候，次级绕组短路被钳位，所以副边电感无法反射到原边参加谐振，导致谐振的能量只能由谐振电感提供，如果能量不够，就会出现无法将滞后臂管子并联的谐振电容电压谐振到0V.解决方法：①、增大励磁电流。

但会增大器件与变压器损耗。

②、增大谐振电感。

但会造成副边占空比丢失更严重。

③、增加辅助谐振网络。

但会增加成本与体积。

2，副边占空比的丢失原因： 移相全桥的原边电流存在着一个剧烈的换流过程，此时原边电流不足以提供副边的负载电流，因此副边电感就会导通另一个二极管续流，即副边处于近似短路状态；Dloss 与谐振电感量大小以及负载RL 大小成正比，与输入电压大小成反比。

延迟时间TABSET由（3）式给出
(3)
同样，延迟时间TCDSET2由（4）式给出
(4)
在此公式内，RAB和RCD为KΩ, CS电压为伏特，KA范围为从0-1的系数。 延迟时间TABSET和TCDSET2为ns，这些公式是经验的，从测量数据中推出。 这样，就不必绝对按公式计算。一个实例，设RAB=15KΩ, CS1v,KA=0.5， 这样TABSET为90.25ns，从(3),(4)式中KA相同，且为:
图 7 延迟时间的设置 RAB=RCD=13K
*最小脉冲（TMIN）
图 8 延迟时间的设置 RAB=RCD=90K
从 TMIN 端到 GND 的电阻 RTMIN 设置固定的最小脉冲 TMIN 加到输出 整流器，使初级开关在轻载时也能做到 ZVS 开关。如果输出 PWM 脉冲
受命于反馈环时比 TMIN 更短，则控制器进入猝发模式工作。此处，甚
在 SS-EN 电容上。这个结构令控制器工作于从属状态。如果两控制器
SYNC 端接在一起，从属控制器相对主控制器有 90 度相位移动。控制器
开关频率等于输出脉冲的频率。公式（10）定义主动控制器的正常开关
频率。在 UCC28950 中，为内部时钟振荡器频率，它是控制器输出频率
的两倍。
(10) 在此式中，RT 为 KΩ，VREF 为伏特 V，FSW（NOM）为 KHZ，这是一个 经验的近似值，这不是唯一的协议。实例：VREF=5V，RT=65KΩ，则开关 频率 FSW（NOM）为 92.6KHZ。 式(11)定义出变换器的正常频率，如果变换器处于从属变换器状态， 而电阻 RT 接于 RT 端到 GND 之间。
*自适应延迟（OUTA和OUTB，OUTC和OUTD） 从DELAB端和DELAB到地的电阻RAB，从CSS端到ADEL端的电阻分压器 RAH1，从ADEL端到GND的RA设置了TABSET，OUTA和OUTB之间的延迟时间。 也包含了高到低电平及低到高电平。 这个延迟其为CS信号功能逐渐增加，在VCS=1.8V下测量，为TABSET1， 到在2.0V下测量为TABSET2，这个做法可以确保高低边MOS之间没有短路电 流。 为了使ZVS工作在宽的负载范围下工作，做到最佳状态。它仅仅取 决于电阻分压器RAN1和RA。最长最短延迟之间的合适比例被设置好了，最

移相全桥方案参数设计引言：移相全桥是一种常用的电力电子变换器拓扑结构，广泛应用于各种电力供应系统和工业控制领域。

在设计移相全桥方案时，关键是确定合适的参数，以实现所需的电气性能和效率。

本文将从输入电压、输出电压、频率、功率、开关器件和控制策略等方面进行详细的参数设计。

一、输入电压：输入电压是移相全桥的基本参数之一，决定了输出电压的范围和调节能力。

在设计过程中，需要考虑系统所需的最大输出电压和输入电压范围，以及电压调节的精度要求。

同时，还需考虑输入电压的波动和噪声等因素，并合理选择输入电容和滤波器等元件以保证系统的稳定性和可靠性。

二、输出电压：输出电压是移相全桥方案的重要参数之一，直接影响到系统的电气性能。

在设计过程中，需要确定所需的输出电压范围和调节能力，以及电压调节的精度要求。

同时，还需考虑电压波动和纹波等因素，并合理选择输出电容和滤波器等元件以保证输出电压的稳定性和纹波值。

三、频率：频率是移相全桥方案的重要参数之一，决定了系统的工作速度和输出电压的调节响应速度。

在设计过程中，需要根据具体应用要求确定系统的工作频率范围和调节速度要求。

同时，还需考虑开关器件的特性和互感器的选取等因素，并合理调节谐振电感和谐振电容等元件以实现所需的频率。

四、功率：功率是移相全桥方案的重要参数之一，决定了系统的输出能力和效率。

在设计过程中，需要根据具体应用要求确定系统的最大输出功率和效率要求。

同时，还需考虑开关器件的能力和散热等因素，并合理选择功率开关器件和散热器等元件以实现所需的功率。

五、开关器件：开关器件是移相全桥方案的核心元件之一，直接影响到系统的性能和可靠性。

在设计过程中，需要根据输入电压、输出电压、频率和功率等参数确定合适的开关器件。

常用的开关器件包括IGBT、MOSFET和功率二极管等，需要根据具体需求选择合适的器件型号和参数。

六、控制策略：控制策略是移相全桥方案的关键之一，决定了系统的输出电压和功率特性。

ABBA
T△
V2=PMOC 05 0 05� � V8.1=FELEDA=LEDA=SC
之降下 CTUO 升上 BTUO 和 降下 DTUO,升上 ATUO 在 度精 臵设 间 时 迟延 期 长 间 之
CBDA
T△
092
042
091
V8.1=FELEDA=LEDA=SC
ETUO 和 BTUO 的降下在 度精 臵设 间 时 迟延 暂 短 间 之
AE, AE
+
,MUSER ,CNYS,TR ,NIMT ,MCD,NE/SS ,FELED,DCLED,BALED 在
FTUO ,ETUO ,DTUO ,CTUO ,BTUO ,ATUO ⑶ DDV �围范压电入输 数参 ⑵⑴�明说有另非除�围范度温的气空中境环作工 值定额大最对绝
息信购订 �装封 42-POSST 用采�05982CCU 。现实间器换转源电两的 05982CCU 用使在易轻以可 作工行运步同入插移相度 09。闭关护保热和�定锁压欠�OLVU�流限期周个逐括包�化样 多式方护保 .zHM1 达可率频关开程编�式模制控压电及制控流电值峰持支 05982CCU�外另 。载负的轻更到伸延下向作操 SVZ 保确以�制控关/开 RS 态动和式模发猝括包性特理管载轻的样多有具也样同 05982CCU
T
84
53
22
V2.0=FELEDA=LEDA=SC
FTUO 和 ATUO 的降下在 度精臵设间时迟延
1TESFA
T
523
072
612
V2.0=FELEDA=LEDA=SC
期长间之 DTUO 和 CTUO 在 度精臵设间时迟延
2TESDC
T
65
54

1、介绍在大功率服务器件中.为满足岛效和绿色标准.一些供电设讣师们发现使用移相全桥转换器更容易。

这是因为移相全桥变换器可以在转换辭原边获得零切换。

这个应用程序的目的是设il•报告审查的60CW移相全桥变换器在电力系统中，利用TI的新UCC28950移相全桥控制器，并基干典型值。

在生产设计需要修改的值最坏情况的条件。

希望这些信息将帮助其他电源设il•者的努力设讣一个有效的移相全桥变换器。

表1设计规范描述最小值典型值最大值输入电压370V390V410V输出电压11.4V12V12.6V 允许输出电压瞬变600mV 加戦步骤90%输出电压600W满负荷效率93%电感器切换频率200kHz2、功能示意图3、功率预算为满足效率的目标.一组功率预算需要设定C4、原边变压器讣算T1变压器匝比G1):VREF GND LEA・3D [i£A-OUTA £COMPOUTB £SS'EN OUTC £DELAB OVTO [D6LCD OUTE IDELEF OUTF [SYNC J• winRT CS [RSUM ADEL [DCM ADELEF [a1 =Np可IIqT4——IFourcDUTO I8.5 |QB,7Z ohmMA -------- O 12V B<4»->-|oinr] -"^-fouTin -o SYNCO~~3 忆IUCC2B950J»pF估计场效应晶体管电圧降(VRDSON):V RDSON = 0.3 V基于最小描定的输入电压时70%的占空比选择变压器。

N P Ns基于平均输入电压计算典型匸作周期(DTYP)D=(为亡血泌)罕Q 0.66(V IN -2X V RDS0N )输出电感纹波电流设置为输出电流的20%.△ | _ P OUT x Q-2_1Q/\ 叫OUT - 、/ 一 IUHVOUT需要注意在选择变压器磁化电感的正确数值(LMAG)。

4.1.1 UCC28950芯片简介UCC28950相移控制器是TI公司的UCCx895系列相移控制器工业标准基础上对功能进行优化提高而推出的新产品，可以为当今高性能要求的电源系统提供最高的频率转换效率。

UCC28950应用了先进的全桥控制和主动的同步整流输出控制，初级信号允许编程延迟来确保在宽负载电流和输入电压范围内ZVS（零电压切换）能正常运行，而负载电流自然地调整次级同步整流器开关延迟时间，最终实现效率达到最大。

UCC28950采用24引脚封装，其特点如下：（1）支持优化计时的同步整流器输出，可最大限度地降低典型传播延迟的体二极管传导损耗，从而确保高效性；（2）UCC28950具备的高级电源管理功能可在不同的启动或负载条件下更改工作模式，并支持猝发模式，相对于非环保模式解决方案而言可将轻负载或空载条件下的效率提升多达70%。

UCC28950的可编程斜坡补偿可实现电流或电压模式控制，从而提高系统灵活性；（3）具备启用功能的软启动使UCC28950能以更高级别的系统控制初始化启动；（4）带90度相移的同步输入与同步输出功能可实现两个并行电源的交叉工作，使输入与输出纹波电流下降50%至100%不等。

较低的输入和输出纹波电流使设计人员能使用更小的低成本输入和输出电容。

芯片内部框图如图4-1所示：图4-1 UCC28950芯片内部框图UCC28950芯片各个引脚的编号、名称、功能如表4-1所示：表4-1 UCC28950各引脚功能引脚I/O 功能编号名称1 VREF O 5 V，±1.5％，20 mA的输出参考电压。

2 EA+ I 误差放大器的同相输入端3 EA- I 误差放大器的反相输入端4 COMP I/O 误差放大器的输出和输入到PWM比较器5 SS/EN I 软启动编程，器件使能和打嗝模式保护电路6DELAB I OUTA 和OUTB 之间的死区时间延迟编程 7DELCD I OUTC 和OUTD 之间的死区时间延迟编程 8DELEF I OUTA 和OUTF ，OUTB 和OUTE 之间的死区时间延迟编程 9TMIN I 在猝发模式下的最小占空比编程 10RT I 振荡器频率设定。

3．高频变压器计算3.1变比的计算为了减小整流桥单元的电压应力，本项目选择高频变压器的结构为一个原边绕组和五个副边绕组，五个副边绕组分别经整流桥输出的电压串联组成逆变器所需的直流电压，具体结构如图13所示。

为了提高高频变压器的利用率，减小开关管的电流，降低输出整流二极管的反向电压，从而减小损耗和降低成本，高频变压器原副边变比尽可能地大一些。

为了在输入电压范围内能够输出所要求的电压，变压器的变比应按最低输入电压U in(min)选择。

选择副边的最大占空比为D sec(max),则可计算出副边电压最小值U sec(min)为(max)D (rec)fsec(min)sec(max)2U +U D o U U +=其中，U o(max)是输出电压最大值，为893.2V ，U D 是输出整流二极管的通态压降，为1.5V ，U （rec ）f 是输出滤波电感上的直流压降，约为0.2V 。

故变压器副边电压最小值sec(min)2 1.50.21054.60.893285.U V V +⨯+== 原副边变比K=U in(min)/U sec(min)=380V/1054.6V=0.36。

U 图13.变压器原副边连接示意图3.2．磁芯选择磁芯选择比较通用的方法是面积乘积法。

它是磁芯截面积与线圈有效窗口面积的乘积。

对于全桥电路，假定在最低输入电压时，最大占空比为0.8，开关管导通时间为0.8T sw ，效率η=80%，线圈铜填充系数为0.4。

则面积乘积公式max35o e w P AP A A fB =≈ 上式中P o 是变压器输出功率，为10kV A/(90%×95%)=11.695kV A(变频电源每相输出功率为10kV A ，考虑工频逆变电路的转换效率为90%，不控整流的转换效率为95%)，f 是变压器工作频率，为20kHz 。

B max 为磁通密度摆幅，取为0.20T 。

代入以上数字计算得，AP =131.9cm 4。

UCC28950移相全桥设计指南一，拓扑结构及工作原理(1) 主电路拓扑本设计采用ZVZCS PWM移相全桥变换器，采用增加辅助电路的方法复位变压器原边电流，实现了超前桥臂的零电压开关(ZVS)和滞后桥臂的零电流开关(ZCS)。

电路拓扑如图3.6所示。

图3.6 全桥ZVZCS电路拓扑当1S、4S导通时，电源对变压器初级绕组正向充电，将能量提供给负载，同时，输出端钳位电容Cc充电。

当关断1S时，电源对1C C通过变压器初级绕组放电。

由于1C的存在，1S为零电压关断，此时变压器漏感k L和输出滤波电感o L串联，共同提供能量，由于充电，2Cc的存在使得变压器副边电压下降速度比原边慢，导致电位差并产生感应电动势作用于k L，加速了2C的放电，为2S的零电压开通提供条件。

当Cc放电完全后，整流二极管全部导通续流，在续流期间原边电流已复位，此时关段4S，开通3S，由于漏感k L两边电流不能突变，S为零电流关断，3S为零电流开通。

所以4(2) 主电路工作过程分析[7]半个周期内将全桥变换器的工作状态分为8种模式。

①模式1图1模式1主电路简化图及等效电路图②模式2图2模式2简化电路图③模式3图3模式3简化电路图④模式4图4模式4主电路简化图及等效电路图⑤模式5图5模式5 主电路简化图及等效电路图⑥模式6图6模式6主电路简化图及等效电路图⑦模式7图7模式7主电路简化电路图⑧模式8图8模式8主电路简化电路图二，关键问题1：滞后臂较难实现ZVS原因：滞后臂谐振的时候，次级绕组短路被钳位，所以副边电感无法反射到原边参加谐振，导致谐振的能量只能由谐振电感提供，如果能量不够，就会出现无法将滞后臂管子并联的谐振电容电压谐振到0V.解决方法：①、增大励磁电流。

但会增大器件与变压器损耗。

②、增大谐振电感。

但会造成副边占空比丢失更严重。

③、增加辅助谐振网络。

但会增加成本与体积。

2，副边占空比的丢失原因：移相全桥的原边电流存在着一个剧烈的换流过程，此时原边电流不足以提供副边的负载电流，因此副边电感就会导通另一个二极管续流，即副边处于近似短路状态；Dloss与谐振电感量大小以及负载RL大小成正比，与输入电压大小成反比。

TEXAS INSTRUMENTSUCC28950—具有同步整流功能的环保型相移全桥控制器产品特点●增强型宽域谐振的零点电压开关（ZVS）能力●直接控制同步整流（SR）●轻载效率管理包括－猝发模式操作－不连续导电模式（DCM），可编程阈值实现动态SR开/关控制－可编程的自适应延时—可编程斜坡补偿可实现平均电流或峰值电流控制和电压模式控制●具备使功能控制及闭环软启动功能●可以双向同时实现编程开关频率到1MHz.●（+/-3%）逐个周期限流保护并有打嗝模式保护●150μA启动电流●V DD 欠压锁定●温度范围-400C—1250C应用领域▲相移全桥变换器▲服务器与电信电源▲工业电源系统▲高密度电源架构，▲太阳能逆变器，电动车产品简介UCC28950相移控制器是在TEXAS公司的UCCx895系列相移控制器工业标准基础上对功能进行优化提高而推出的新产品，可以为当今高性能要求的电源系统提供最高的转换效率。

UCC28950应用了先进的全桥控制和主动的同步整流输出控制，初级信号允许编程延迟来确保在宽负载电流和输入电压范围内ZVS能正常运行，而负载电流自然地调整次级同步整流器开关延迟时间，最终实现效率达到最大。

UCC28950同样也具有多样的轻载管理特性包括猝发模式和动态SR开/关控制，以确保ZVS 操作向下延伸到更轻的负载。

另外，UCC28950支持峰值电流控制及电压控制模式，编程开关频率可达1MHz. 保护方式多样化，包括逐个周期限流，UVLO（欠压锁定）和热保护关闭。

90度相移插入同步运行工作可以轻易在使用UCC28950的两电源转换器间实现。

UCC28950（采用TSSOP-24封装）订购信息绝对最大额定值工作环境中空气的温度范围（除非另有说明）⑴⑵⑴超过上表中标有“绝对最大额定值”时，设备可能会被永久性破坏。

⑵这些器件对静电敏感，遵循正确的设备处理程序。

⑶所有的电压都是与地线有关的，除非另有说明。

电流在指定端子是阳极输入，阴极输出。

毕业设计开题报告测控技术与仪器一种移相全桥软开关DC-DC开关电源设计1前言部分（阐明课题的研究背景和意义）课题研究的背景和意义：随着开关电源向高频化、高功率密度发展，人们愈来愈重视开关电源工作时日渐突出的开关损耗，开关损耗直接影响到开关电源的工作效率和可靠性。

传统的开关电源采用一个变压器实现交流电到直流电的转换，由于变压器体积大，转换效率低，造成了很大的浪费。

故本文拟设计基于UCC3895的移相全桥软开关电源控制核心板，实现输入380V交流，输出200V直流，效率85%以上。

大大提高了开关电源的转换效率，体积小，简单便携。

近年来，电力电子技术发展迅速，直流开关电源广泛应用于计算机、航空航天等领域。

过去，笨重型、低效电源装置已被小型、高效电源所取代，但是要实现电源装置的高性能、高效率、高可靠性并减小体积和重量，就必须实现开关电源的高频化。

开关电源的高频化不仅减小了功率变换器的体积，增大了变换器的功率密度和性能价格比，而且极大地提高了瞬时响应速度，抑制了电源所产生的音频噪声，从而已成为新的发展趋势。

然而功率变换器开关频率的进一步提高（传统PWM变换器中开关器件工作在硬开关状态），受以下因素的限制：（1）开通和关断损耗大；（2）感性关断问题；（3）容性开通问题；（4）二极管反向恢复问题；（5）剧烈的di／dt和du／dt冲击及其产生的电磁干扰（EMI）。

而软开关技术是使功率变换器得以高频化的重要技术之一，它应用谐振的原理，使开关器件中的电流（或电压）按正弦或准正弦规律变化。

当电流自然过零时，使器件关断（或电压为零时，使器件开通）从而减少开关损耗。

它不仅可以解决硬开关变换器中的硬开关损耗问题、容性开通问题、感性关断问题及二极管反向恢复问题，而且还能解决由硬开关引起的EMI等问题。

[1]软开关电源是相对于硬开关电源而言的。

人们通常所说的开关电源，指的是硬开关电源，它是在承受电压或电流的情况下接通或断开电路的，因此在接通和关断的过程中会产生较大的损耗，并且开关频率越高，产生的损耗也越大。