下载文档原格式
不同模式下反激变压器的设计原则反激变压器是开关电源中常用的一种拓扑结构，具有简单、高效、低成本等优点。
在不同的工作模式下，反激变压器的设计原则也会有所不同。
以下将从不同模式下反激变压器的设计原则进行详细阐述。
一、引言随着电力电子技术的快速发展，开关电源作为一种高效、节能的电源供应方式，在各个领域得到了广泛应用。
反激变压器作为开关电源中的核心部件，其设计的好坏直接影响到开关电源的性能和稳定性。
因此，掌握不同模式下反激变压器的设计原则对于提高开关电源的性能具有重要意义。
二、连续模式（CCM）下反激变压器的设计原则1. 输入电压范围在设计连续模式下的反激变压器时，首先需要确定输入电压的范围。
输入电压的变化将直接影响到变压器的匝数比和磁通密度等参数。
为了保证变压器的正常工作，需要合理选择变压器的匝数比和磁芯尺寸，以适应输入电压的变化。
2. 输出功率和效率输出功率和效率是开关电源的重要性能指标。
在设计连续模式下的反激变压器时，需要根据输出功率和效率的要求，合理选择变压器的导线截面积、匝数比和磁芯材料等参数。
同时，还需要优化变压器的磁路设计和散热设计，以降低磁芯损耗和线圈损耗，提高变压器的效率。
3. 绝缘和耐压绝缘和耐压是开关电源安全性的重要保障。
在设计连续模式下的反激变压器时，需要考虑变压器原副边之间的绝缘距离和耐压等级。
为了保证变压器的绝缘性能，需要采用合适的绝缘材料和工艺，确保变压器在高压下的安全运行。
三、断续模式（DCM）下反激变压器的设计原则1. 输入电压和输出电压范围在断续模式下，反激变压器的输入电压和输出电压范围对变压器的设计具有重要影响。
为了保证变压器的正常工作，需要合理选择变压器的匝数比和磁芯尺寸，以适应输入电压和输出电压的变化。
同时，还需要考虑输出电压的纹波和稳定性要求，选择合适的滤波电容和电感等元件。
2. 峰值电流和平均电流在断续模式下，反激变压器的峰值电流和平均电流是设计的关键参数。
反激电源波形详细解析假设在一台数字示波器上只看到这一点波型，知道变压器电感量为1mH，通过从示波器上测量和计算，得出下列数值(只讲解方法就行了)1)大约的交流输入电压值2)次级反到初级的电压3)占空比4)变压器漏感5)变压器和MOS的总杂散电容6)变压器传送的能量明显反激，而且是断续模式刚开始是漏感震荡，后来是电感和mosfet的电容震荡前一个直流电压是Vin+(Np/Ns)(Vo+VF)(二极管导通压降))后一个就是Vin后一个震荡的周期可以算出Cds大小高压时MOS的Cds很小，振荡的电容主体是变压器杂散电容。
根据反射电压，反射电压持续时间，输入电压就可以计算导通时间，占空比也就出来了(伏特秒平衡)，Vref*Tvref=Vin*Ton 4/5问如我上所说，只有一个大概的估算参考大家的理解，谈谈我的看法:当MOS管电压上升到A点时，输出整流管导通，初级励磁电感箝位于V1。
此时，漏感和杂散电容谐振，由于变压器线圈存在直流和交流电阻，该振荡为阻尼振荡，消耗了漏感中的能量。
在B点时，励磁电感中电流下降为零，次级整流管自然截止，励磁电感上电压下降为零，励磁电感和杂散电容谐振，MOS管的杂散电容Coss向励磁电感放电，Vds电压下降，可从波形中得到验证。
计算:1、2:如图所示，可以读出反射电压V1，和Vin(DC)。
则，交流输入电压约为Vin(DC)/sqrt(2)，不带PFC。
3。
由伏秒平衡可得，Vin(dc)*Ton=V1*T1，可求得，Ton。
那么，占空比D=Ton/(Ton+T1+T2)。
4、5:近似求解，从图中分别读出漏感、励磁电感同杂散电容谐振的频率，根据f=1/(2*pi*sqrt(L*c))，由励磁电感感量已知，为1mH，可求得杂散电容值。
进一步就可求得漏感的感量。
、6。
从波形中可以看出，此时该反激电路工作于断续模式，初级能量完全传送到次级。
根据Vin*Ton=Lp*Ip，其中，Lp为1mH，就可求得初级峰值电流Ip，那么，该变压器在一个周期内传送的能量为:1/2*Lp*Ip^2。
反激式开关电源工作时可以简化为下图所示电路：
Mos管控制原边（左侧）电流的通断。
Mos管导通时：
电感充电（实则为建立磁通），副边二极管截止，无电流。
Mos管断开时：
由于电流不同突变（实际上是磁通不能突变），于是在副边形成感应电流，二极管导通。
原边反射电压：
副边有电流流通时，会在原边感应出一个电压（下+上-），叠加在输入电压上。
原边的尖峰电压：
由于漏电感的存在，该部分的磁通没有通过磁芯耦合到副边，因此mos管断开时，会产生很大的电压来维持电流，从而达到维持磁通的目的。
振荡波形：
Mos管关断时尾部有振荡，是由于开关电流工作在断续模式时，能量释放完全后，原边、副边无电流。
此时原边的电路可以等效为电源+电感+电容（Mos管输入电容），发生谐振。
实测波形如下：
（黄色为mos驱动，绿色为mos管的VDS，粉色是原边线圈的电流）。
单端反激拓扑的基本电路单端反激拓扑的基本电路（b）为Q1电流，（c）为次级整流二极管电流，（d）为Q1的Vce电压工作原理如下：当Q1导通时，所有的次级侧整流二极管都反向截止，输出电容(Co、C1)给负载供电。
T1相当于一个纯电感，流过Np的电流线性上升，达到峰值Ip。
当Q1关断时，所有绕组电压反向，次级侧整流二极管导通，同时初级侧线圈储存的能量传递到次级，提供负载电流，同时给输出电容充电。
若次级侧电流在下一周期Q1导通前下降到零，则电路工作于断续模式（DCM），波形如上图（b）（c）（d），反之则处于连续模式（CCM）电流模式控制芯片UC2844/3844内部框图如下工作时序图如下开关电源启动时输出时序不正确的案例：电动汽车驱动板有两路开关电源，如下图开关电源1的UC2844启动电路，其输出包含VDD5开关电源2的UC2844启动电路，其输出包含+5V电路尽管两路开关电源的启动电路中电容都是200uF，充电电阻是30kΩ，但由于开关电源2中D26的存在，使得开关电源2充电快，先开始工作，导致光耦U24的副边电源+5V比原边电源先建立。
当光耦U24的副边电源比原边电源先建立时，光耦会输出负压（V out+相对于V out-的电压），如下图。
CH1:VDD5电压CH2:+5V电压CH3:U31 pin6CH4：U31 Pin7光耦的负压会让运放U20输出一段600mV的负压，如下图U20 Pin1电压这段负压输入到控制板的比较器U5反向输入端，此时GENERATRIX信号的电压为-470mV，这个电压已经超过了比较器允许的最大负压（器件资料规定输入负压不得大于0.3V），在环境温度超过73℃时，-470mV的电压会导致比较器U5输出异常。
高温上电报Er004故障分析报告.docxSIZE-D旧版开关电源UC2844电路1、电路正常工作时（1）启动初始开始的一段时间Pin1电压维持在7.2V，原因：（1）+15电压较低，反馈电路的光耦U17初级侧的二极管两端电压未达到导通门限，因而U17次级侧阻抗无穷大（开路）（2）2844的Pin2（内部误差放大器“-”端）接地，因此误差放大器输出为高电平，电压由芯片内部决定注：UC284X/UC384X芯片资料中误差放大器输出高电平的典型值为6.2V，测量其他产品开关电源启动时Pin1电压也都在6V左右，唯有这个电路Pin1电压偏高，但器件资料并没有给出高电平的最大值CH1:UC2844 Pin1CH2:UC2844 Pin3CH3:MOS驱动CH4：+15V这段时间Pin1电压为7.2V当Pin1电压为7.2V时，Pin3电压达到1V则电流取样比较器输出翻转为高，驱动关闭。
探究不同模式下反激式开关电源的损耗作者：裴向会来源：《科学与财富》2017年第16期摘要：反激式开关电源对比于其他类型电源具有结构简单、工作更为稳定可靠、控制性好等突出特点，这些特点是反激式开关电源实现多路输出隔离的小功率电源的显著优势，高集成智能芯片的产生和广泛使用，更是让反激式开关电源应用越来越多。
然而，由于反激式开关电源只有在开关管断开期间才能把存储能量提供给负载，使得反激式开关电源的损耗相对较大、效率低于其他开关电源。
本文通过探究不同模式下反激式开关电源的耗能情况，希望能够为提高反激式开关电源的能量效率提供一定帮助。
关键词：不同模式；反激式开关电源；损耗经济的快速发展带动着技术的进步、人们生活要求的提高，加之高性能的功率开关管和高集成智能芯片的出现和使用，更小耗能、高效率的开关电源正在广泛被应用于各个领域[1]。
针对反激式开关电源的优势，如何提高其反激式变换器的能量传输效率，降低能源在电路中的损耗，是反激式开关电源亟待解决的难题[4]。
本文通过研究在DCM（断续模式）和CCM （连续模式）两种不同模式下反激变换器能耗情况及影响因素，分析不同模式下反激式开关电源耗能的差异，得出相应结论，对改进反激式开关电源的设计，提高其效率有一定的指导意义。
1、反激式变换器工作模式反激式变换器DCM（断续模式）和CCM（连续模式）两种模式的原边电流波形梯形和三角形，DCM模式的电流波形如下图所示：1.1 DCM模式DCM模式下反激变换器主要波形中：T1为变换器开始工作时刻；Ts为变换器结束工作时刻；U为初级电压；I为初级电感电流；I1为次级电感电流[1]。
DCM模式下反激式变换器开关管的最大占空比受最小输入电压、反激电压、副边二极管导通电压的影响，其中U一般为85-265V，反激电压允许范围为90-150V。
导通工作时，变换器初级电压作用到次级，再经过次级二极管截止，最后二极管承受的最大电压为USmax=UINmax/n+UO [1]1.2 CCM模式CCM模式下反激变换器主要波形中：T1为变换器开始工作时刻；Ts为变换器结束工作时刻；U为初级电压；I为初级电感电流；I1为次级电感电流。
反激式电源变压器设计峰值电流：IP=2PO/Uin*Dmax*η单位；APO：输出功率。
Uin：最小直流输入电压。
Dmax：最大占空比。
一般为0.45.η：效率。
一次侧电感量：LP= (Vin*Dmax)^2/2*Pin*Fs*Krf 单位；HDcm: Krf=1 CCM: Krf=0.3-0.5一次侧匝数：NP=100*IP*LP/ BM *AEAE：平方厘米BM：高斯LP：UHIP: A二次侧匝数：NS=NP*（UO+UF）/URUR=UIN*DMAX/1-DMAXUO：输出电压。
UF：输出二极管压降。
UR；反射电压。
DMAX：最大占空比。
一般为0.45反馈匝数：NV=NS*（UV+UFV）/（VO+VF）NV：反馈圈数NS：次级圈数UV：反馈电压。
UFV：反馈二极管压降磁芯气隙：LG={（0.4/3.14）*IP*NP}/BMLG：磁路气隙，单位：CM。
BM：最大磁感应强度；单位：MT。
一次侧电流有效值：IPRMS=IP*√DMAX/3二次侧电流有效值：IPRMS=（2*IO/1-DMAX）*√DMA X/3最大磁通密度：BM=100*IP*LP/NP*AEAE：平方厘米BM：高斯LP：UHIP；安倍1特期拉=1000 毫特斯拉=10000高斯初级线径：OD=L*（BW-2*M）/NPL：初级层数BW：骨架宽度MMM：安全边距MM有效骨架宽度：BE=D*（B-2M）D=层数B=骨架宽度单位：MM导线外径DPM：DPM=BE/NP 单位；MM导线电流验证：J= 1.28*IRMS/DPM^2IRMS=有效值电流（Ａ）DPM=无绝缘线外径（MM）。
单端反激拓扑的基本电路单端反激拓扑的基本电路（b）为Q1电流，（c）为次级整流二极管电流，（d）为Q1的Vce电压工作原理如下：当Q1导通时，所有的次级侧整流二极管都反向截止，输出电容(Co、C1)给负载供电。
T1相当于一个纯电感，流过Np的电流线性上升，达到峰值Ip。
当Q1关断时，所有绕组电压反向，次级侧整流二极管导通，同时初级侧线圈储存的能量传递到次级，提供负载电流，同时给输出电容充电。
若次级侧电流在下一周期Q1导通前下降到零，则电路工作于断续模式（DCM），波形如上图（b）（c）（d），反之则处于连续模式（CCM）电流模式控制芯片UC2844/3844内部框图如下工作时序图如下开关电源启动时输出时序不正确的案例：电动汽车驱动板有两路开关电源，如下图开关电源1的UC2844启动电路，其输出包含VDD5开关电源2的UC2844启动电路，其输出包含+5V电路尽管两路开关电源的启动电路中电容都是200uF，充电电阻是30kΩ，但由于开关电源2中D26的存在，使得开关电源2充电快，先开始工作，导致光耦U24的副边电源+5V比原边电源先建立。
当光耦U24的副边电源比原边电源先建立时，光耦会输出负压（V out+相对于V out-的电压），如下图。
CH1:VDD5电压CH2:+5V电压CH3:U31 pin6CH4：U31 Pin7光耦的负压会让运放U20输出一段600mV的负压，如下图U20 Pin1电压这段负压输入到控制板的比较器U5反向输入端，此时GENERATRIX信号的电压为-470mV，这个电压已经超过了比较器允许的最大负压（器件资料规定输入负压不得大于0.3V），在环境温度超过73℃时，-470mV的电压会导致比较器U5输出异常。
高温上电报Er004故障分析报告.docxSIZE-D旧版开关电源UC2844电路1、电路正常工作时（1）启动初始开始的一段时间Pin1电压维持在7.2V，原因：（1）+15电压较低，反馈电路的光耦U17初级侧的二极管两端电压未达到导通门限，因而U17次级侧阻抗无穷大（开路）（2）2844的Pin2（内部误差放大器“-”端）接地，因此误差放大器输出为高电平，电压由芯片内部决定注：UC284X/UC384X芯片资料中误差放大器输出高电平的典型值为6.2V，测量其他产品开关电源启动时Pin1电压也都在6V左右，唯有这个电路Pin1电压偏高，但器件资料并没有给出高电平的最大值CH1:UC2844 Pin1CH2:UC2844 Pin3CH3:MOS驱动CH4：+15V这段时间Pin1电压为7.2V当Pin1电压为7.2V时，Pin3电压达到1V则电流取样比较器输出翻转为高，驱动关闭。
反激式开关电源的基本工作模式及输入输出关系 (2012-04-20 11:09:07)电源的三中基本工作模式介绍如果按照开关电源内部储能电感或储能变压器在开关周期内的能量存储状态区分，则其基本工作模式可分为三种：电流连续模式(CCM)，电流断续模式(DCM)及电流临界模式(BCM)。
在这三种模式中，BCM模式其实为CCＭ与DCM模式的特殊形态:- BCM模式: 若在每个开关周期开始或结束时，储能电感或储能变压器所存储的能量刚好释放到0（对应的，其内部的最小磁通Φmin也刚好为0），那么，此时电源工作在BCM模式下；此工作模式在变频（PFM）或RCC电源中较为常见；- CCM模式: 若每个开关周期开始或结束时，储能电感或储能变压器中最小磁通Φmin不为0，则变换器工作在CCM；此时储能电感或储能变压器还有残余能量存储；另外，从电流波形上来看，其中有直流分量存在；采用CCM模式可以有效降低开关管的电流应力，但需要较大的电感量；- DCM模式: 若每个开关周期开始或结束前，储能电感或储能变压器中最小磁通Φmin已经为0，那么变换器工作在DCM。
此模式下电源工作比较稳定，反馈设计也较简单，但开关管的电流应力会较大。
- CCM、BCM与DCM模式的转换当电源设计在CCM模式下时，理论上：1）当输入及输出电压保持不变的时，若负载阻抗逐渐增加(输出电流减少)：* 保持CCM工作模式，占空比不会发生变化，直到上面图示中的Ipp2=0或Isp2=0为止，* 当负载电流减少到刚好使Ipp2=0或Isp2=0时，电源进入BCM模式，* 若继续减少负载电流，Ipp2或Isp2仍为0，但电源进入DCM模式，* 对Buck或隔离式Buck拓扑(如Forward,Push-Pull,Half-bridge,Full-Bridge等)，若电源进入DCM模式，则占空比将按下面规律变化：式中: D：为占空比；T: 开关周期(S)；R：输出负载(欧姆)；L: 输出储能电感感量(H)；Vo:输出电压(V)；Vns：输出储能电感的输入电压；另外，对Buck或隔离式Buck拓扑来说，CCM模式下需注意的是，若占空比设计超过0.5，则需要注意当占空比跨越0.5时，反馈系统可能不稳定；若采用电流反馈，则需要作电流斜率补偿；2）反之，电源将从DCM变化到BCM，之后进入CCM模式；3）当输出负载保持不变时，若逐渐增加输入电压，电源将会从CCM变化到BCM，之后进入DCM模式；这也是为什么在设计计算时要验证最小占空比的原因之一(另一重要原因是要降低开关管的导通交越损失，确保开关周期内最小导通时间ton比开关管本身的开通时间要长的多；一般MosFET的开通时间约为100nS 左右，而ton要确保在1uS以上)；反激式开关电源的基本工作模式及输入输出关系反激式开关电源的基本原理图1 BCM&CCM模式- BCM&CCM模式下的电压关系：a.在开关管导通时，一次绕组电压(Vin)与二次绕组电压(Vos)之间的关系：，开关管承受电压：，整流管承受电压：；b.在开关管关断期间，二次绕组电压(Vns)与一次绕组电压(Vor)之间的关系：；式中，开关管承受电压：根据伏秒规律,如图中所示，有: ，即：，所以：- BCM&CCM模式下的电流关系：a.在开关管关断瞬间，根据能量守恒[ ]，一次绕组存储能量：，它应等于二次绕组释放的能量：因此：，由于电感量与圈数平方成正比，故而，所以，这就是反激式变压器的安匝数规律；b.在开关管导通瞬间，根据能量守恒同样有[]:二次绕组停止能量释放，变压器剩余能量：，它也是一次绕组开始储能的起点：，因此：；c.假设在开关管导通期间(ton内，非整个周期)，一次绕组的平均电流为Ipm，而关断期间(toff)二次绕组的平均电流为Ism，根据能量守恒同样有；由上面的分析结果可验证反激式变压器的安匝数规律；若圈数比为n，则;2 DCM模式如图所示，在整个周期T内：1）开关管导通期间(ton)，变压器进行能量存储；2）开关管关断期间(toff=tr+td)：* 变压器在tr时间内将能量完全释放：，* 变压器在td时间内不工作；若td=0,则变压器进入BCM。
断续模式—反激电源波形通俗详解在断续模式下，电源开关管的开启时间被限制在一个较短的时间段内，即在每个开关周期的一部分时间内。
当负载轻或输入电压变化较大时，开关管的开启时间会缩短，从而减小输出电压；当负载重或输入电压变化较小时，开关管的开启时间会增加，从而增大输出电压。
这样可以实现对输出电压的精确控制和调节。
在断续模式下，电源开关管的工作波形是脉冲状的，即每个开关周期内包含一个开启和关闭的脉冲。
当开关管打开时，输入电压通过电感和开关管流入输出电容，从而提供负载所需的能量；当开关管关闭时，输出电容将存储的能量释放到负载中，以维持输出电压的稳定。
在断续模式下，电源转换器的工作原理可以总结为以下几个步骤：1.每个开关周期的开始时，电源开关管关闭，断开输入电压和输出负载之间的连接。
2.输入电压通过电感和输出电容的组合而形成的回路，在开关管关闭的情况下会产生一个杂散电压，从而导致输出电压减小。
3.当输出电压降到一些设定的阈值以下时，电源控制电路会检测到，并命令电源开关管打开。
4.一旦电源开关管打开，输入电压开始通过电感和开关管流入输出负载，从而提供所需的能量。
5.当输出电压增加到一些设定的阈值以上时，电源控制电路会检测到，并命令电源开关管关闭。
6.一旦电源开关管关闭，输出电容将存储的能量释放到负载中，以维持输出电压的稳定。
7.此后，整个过程将重复，并持续进行。
总的来说，断续模式是通过控制电源开关管的开启和关闭来实现对输出电压的控制和调节的。
通过调整开关管的开启时间，可以实现对输出电压的稳定性和精度的控制。
这种模式适用于负载变化较大或输入电压变化较小的情况下，以实现对输出电压的精确控制。
以上是对断续模式反激电源波形通俗详解的说明，希望可以帮助你更好地理解断续模式的工作原理和特点。
反激拓扑（flyback）浅析施鑫淼 2010年11月目录1、反激变换器的适用范围 (2)2、反激变换器的基本工作原理 (2)3、DCM(discontinuous current mode)&CCM(continuous current mode) (3)4、反激拓扑的优缺点 (4)5、DCM反激变换器设计实例：变换器要求 (4)6、总体拓扑 (5)7、变压器设计 (6)7.1确定输入整流滤波电容和DC输入范围 (6)7.2确定占空比 (7)7.3确定匝数比和开关管最大耐压 (7)7.4初选磁芯 (9)7.5计算输入电流峰值和原边电感值 (9)7.6计算初级匝数和线径 (10)7.7计算次级匝数和线径 (11)7.8集肤效应的考虑 (11)7.9计算绕组系数 (12)7.10变压器的绕制 (13)8、主要元器件的确定 (13)8.1输入滤波电容 (13)8.2开关mos管 (13)8.3输出二极管 (14)8.4输出电容 (14)8.5启动电阻 (15)9、Snubber设计 (15)9.1输入开关管RCD钳位设计 (15)9.2输出二极管钳位设计 (16)9.3两种钳位方式比较 (17)10、反馈电路设计 (17)11、3843周边线路 (19)12、一些相关问题 (20)12.1漏感的影响 (20)12.2气息的作用 (20)12.3噪音 (21)13、EMI分析 (21)Notice (21)1、反激变换器的适用范围由于不需要接输出滤波电感，使得反激变换器的成本较低、体积较小，所以这种拓扑在输出功率为5－150W的电源中广泛应用。
适用于高电压、低功率场合。
主要应用于小型仪器、仪表，家用电器等电源，自动化设备中的控制电源。
除了功率以外，一般在选择用反激拓扑时还应考虑以下限制：若输出电流很大，且输出电压纹波要求较高时不适宜用反激拓扑，因为输出滤波电容将会很难选择；若输出多于三组或四组时，最好不要用反激拓扑，因为次级能量输出时是按漏感的大小来进行分配的，如果绕组间漏感不匹配，就会影响到输出调整率，没有直接取反馈的那路的电压容易随负载变化而剧烈变化。
A处(A0:MOS-GS;A1:次级绕组;A2:初级CS电流;A3:次级整流管;A4:次级绕组电流）；B处(B0:MOS-GS;B1:初级绕组;B2:次级绕组;B3:初级CS电流;B4:次级绕组电流; B5:MOS-DS),分析A,B产生RING原因含参数；C处(C0:MOS-DS;C1:次级整流管）,分析C产生平台原因含参数。
修正DCM低频ringing,增加CCM中次级电流A4。
现在来分析各处波形产生原因：A0:MOS米勒效应平台,因为它的存在增加MOS 导通时间而增加损耗.(米勒电容是指MOSFET的GD之间的电容,产生原因待分析！！通常消除米勒效应平台方法有加软启动。
）；A1:初次级间漏感与输出肖特基结电容谐振引起.也有可能是环路(次级+输出肖特基+输出电容等)过大造成.通常重载更明显,可增加次级SNUBBER来吸收；A2:初级IS电流开启SPIKE,产生原因待分析！！通常前置消隐电路LEB来处理；A3:次级肖特基管关断产生SPIKE,原因及减少方法同A1;A4:CCM时在次级肖特基管关断后其反向回复电流产生；B0:MOS驱动关断SPIKE,产生原因待分析！！B3:初级IS电流关断SPIKE.目前两种说法：A,此时正处在次级肖特基管开通,漏感Lk的储能一部分进入RCD SNUBBER,另一部分在MOS ds电容中,此时Cds与Lk诣振,电容放电通过SE电阻,因Lk很小,电流大,故很快衰减至零.B,初级分布电容和Cgs放电引起。
以上待分析！！B4:次级绕组电流开启SPIKE,产生原因待分析！！B1/B2/B5:漏感Lk与MOS ds电容诣振引起.可通过减少漏感,增加RCD吸收回路(漏感能量),若轻载条件(DCM)可加大变压器气隙,降低主感量,减少振铃出现,也可在母线临变压器处加高频电容（减少Lk与Cs发生阻尼振荡）;B6:实际B6这段不是绝对平直,此处明显向下倾斜原因是与输出V0相关.因为MOS关断产生电压(Vspike+Vindc+Vor),而VIN,V0是固定,倾斜处是Vindc+Vor，Vor=N*(V0+Vd),明显是Vd引起,MOS关断后IS是逐减的,故在肖特基上的Vf值及输出电感上压降也减小,所以反折到MOS上也是减小.此点在N越大时(设计是输出V0小电源)明显。
单端反激拓扑的基本电路单端反激拓扑的基本电路（b）为Q1电流，（c）为次级整流二极管电流，（d）为Q1的Vce电压工作原理如下：当Q1导通时，所有的次级侧整流二极管都反向截止，输出电容(Co、C1)给负载供电。
T1相当于一个纯电感，流过Np的电流线性上升，达到峰值Ip。
当Q1关断时，所有绕组电压反向，次级侧整流二极管导通，同时初级侧线圈储存的能量传递到次级，提供负载电流，同时给输出电容充电。
若次级侧电流在下一周期Q1导通前下降到零，则电路工作于断续模式（DCM），波形如上图（b）（c）（d），反之则处于连续模式（CCM）电流模式控制芯片UC2844/3844内部框图如下工作时序图如下开关电源启动时输出时序不正确的案例：电动汽车驱动板有两路开关电源，如下图开关电源1的UC2844启动电路，其输出包含VDD5开关电源2的UC2844启动电路，其输出包含+5V电路尽管两路开关电源的启动电路中电容都是200uF，充电电阻是30kΩ，但由于开关电源2中D26的存在，使得开关电源2充电快，先开始工作，导致光耦U24的副边电源+5V比原边电源先建立。
当光耦U24的副边电源比原边电源先建立时，光耦会输出负压（V out+相对于V out-的电压），如下图。
CH1:VDD5电压CH2:+5V电压CH3:U31 pin6CH4：U31 Pin7光耦的负压会让运放U20输出一段600mV的负压，如下图U20 Pin1电压这段负压输入到控制板的比较器U5反向输入端，此时GENERATRIX信号的电压为-470mV，这个电压已经超过了比较器允许的最大负压（器件资料规定输入负压不得大于0.3V），在环境温度超过73℃时，-470mV的电压会导致比较器U5输出异常。
高温上电报Er004故障分析报告.docxSIZE-D旧版开关电源UC2844电路1、电路正常工作时（1）启动初始开始的一段时间Pin1电压维持在7.2V，原因：（1）+15电压较低，反馈电路的光耦U17初级侧的二极管两端电压未达到导通门限，因而U17次级侧阻抗无穷大（开路）（2）2844的Pin2（内部误差放大器“-”端）接地，因此误差放大器输出为高电平，电压由芯片内部决定注：UC284X/UC384X芯片资料中误差放大器输出高电平的典型值为6.2V，测量其他产品开关电源启动时Pin1电压也都在6V左右，唯有这个电路Pin1电压偏高，但器件资料并没有给出高电平的最大值CH1:UC2844 Pin1CH2:UC2844 Pin3CH3:MOS驱动CH4：+15V当Pin1电压为7.2V 时，Pin3电压达到1V 则电流取样比较器输出翻转为高，驱动关闭。
开关电源工作模式1引言开关电源常见的工作模式有连续导通模式和断续导通模式。
这里所说的连续和断续导通模式，主要是指电感上电流为连续和断续两种模式。
下面以BUCK电路为例，就这两种工作模式进行简单讨论。
2系统工作模式简介连续工作模式（CCM）在每一个开关周期内，电感电流不回落到0的工作模式。
断续工作模式（DCM）在每一个开关周期内，电感电流回落到0的工作模式。
临界工作模式（BCM）介于连续导通模式和断续导通模式之间的一种工作模式，不做讨论。
下图是表示上述几种工作模式的电感电流波形，IL表示电感电流，FSW表示开关频率。
从上图可知，系统在进入断续模式时，在下一个周期，芯片内部功率管导通之前，电感电流已经降至0（电感没有电势差），此时SW点电压等于输出电压，会引起SW 点电压衰减振荡，即振铃现象。
此现象是由电感与系统中寄生的电容形成LC震荡导致（续流二极管，芯片内部功率管等存在寄生电容），震荡频率也由它们确定。
振铃现象会造成EMI问题，所以尽量不要让系统工作在断续模式。
在系统设计时，要确保其工作在连续模式，可以通过选取合适的电感感量来实现；通常电感的选择应该保证直流输出电流为最小规定电流时（通常为额定输出电流10%，Io（min）=0.1Io），电感电流也能保持连续。
在功率管开关时，电感上电流变化量为dI=I2-I1，而输出电流Io=（dI/2）+I1；当I1等于零时，系统便工作在临界模式，I1小于零时，系统便工作在断续模式；可通过以下公式计算系统工作在连续模式时所需最小电感量（I1=0）：Io（min）=0.1Io=（dI/2），即dI=0.2Io；由公式L=dV*dt/dI 推导出Lmin=（VIN -VOUT）*Ton/（0.2Io）而Ton=（VOUT /VIN）*T，最终可得其中，L为电感感量，单位H；VIN 为输入电压，单位V；VOUT为输出电压，单位V；IO为额定输出电流，单位A；T为周期，单位S。
Q 1D 1N 1N 2D 1C 2R 2T 2DC INGND DC OUTGNDDriveR1C1R3CS电压）。
因此我们就可以很容易从波形上看出来反激电源是工作在CCM还是DCM状态DCM CCM3. MOSFET在开通和关断瞬间寄生参数对波形的影响（1）DCM（Vds，Ip）当次级电感电流降到了零。
这意味着磁芯中的能量已经完全释放了。
那么因为二管电流降到了零，二极管也就自动截止了，次级相当于开路状态，输出电压不再反射回初级了。
由于此时MOS 的Vds 电压高于输入电压，所以在电压差的作用下，MOS 的结电容和初级电感发生谐振。
谐振电流给MOS 的结电容放电。
Vds 电压开始下降，经过1/4之一个谐振周期后又开始上升。
由于RCD 箝位电路以及其它寄生电阻的存在，这个振荡是个阻尼振荡，幅度越来越小。
f1比f2大很多（从波形上可以看出），这是由于漏感一般相对较小；同时由于f1所在回路阻抗比较小，谐振电流较大，所以能够很快消耗在等效电阻上，这也就是为什么f1所在回路很快就谐振结束的原因！（具体谐振时间可以通过等效模型求解二次微分方程估算）（2） CCM （Vds ，Ip ）lump oss pf C C C ==+（3）其他一些波形分析（次级输出电压Vs，Is, Vds）CCM （ch3为变压器副边Vs波形）DCM （ch3为变压器副边Vs波形）CCM （ch3为变压器副边Is波形）DCM （ch3为变压器副边Is波形）不管是在CCM模式还是DCM模式，在mosfet关断off时刻，变压器副边电流Is波形都有一些震荡。
主要原因是次级电感+肖特基接电容+输出电容之间的谐振造成的RCD吸收电路对Vds的影响Ch3=Vds(加吸收前) Ch3=Vds(加吸收后)在MOS 关断的时候，Vds 的波形显示，MOS 上的电压远超过Vin+Vf ！这是因为，变压器的初级有漏感。
漏感的能量是不会通过磁芯耦合到次级的。
反激式开关电源工作时可以简化为下图所示电路：
Mos管控制原边（左侧）电流的通断。
Mos管导通时：
电感充电（实则为建立磁通），副边二极管截止，无电流。
Mos管断开时：
由于电流不同突变（实际上是磁通不能突变），于是在副边形成感应电流，二极管导通。
原边反射电压：
副边有电流流通时，会在原边感应出一个电压（下+上-），叠加在输入电压上。
原边的尖峰电压：
由于漏电感的存在，该部分的磁通没有通过磁芯耦合到副边，因此mos管断开时，会产生很大的电压来维持电流，从而达到维持磁通的目的。
振荡波形：
Mos管关断时尾部有振荡，是由于开关电流工作在断续模式时，能量释放完全后，原边、副边无电流。
此时原边的电路可以等效为电源+电感+电容（Mos管输入电容），发生谐振。
实测波形如下：
（黄色为mos驱动，绿色为mos管的VDS，粉色是原边线圈的电流）。
