集成运放放大电路的噪声分析

双极型运放电流噪声双极型运放（Bipolar Operational Amplifier）是一种常用的集成电路器件，广泛应用于信号放大、滤波、比较和运算等电路中。

在实际应用中，除了增益和带宽等参数外，电流噪声也是评估运放性能的重要指标之一。

本文将讨论双极型运放的电流噪声特性以及相关影响因素。

1. 电流噪声的概念电流噪声是指在电路中产生的随机电流波动，可以理解为电子的热运动引起的电子流动的不稳定性。

在双极型运放中，电流噪声主要来自晶体管的随机热运动和杂质引起的电子的散射。

电流噪声一般以白噪声形式存在，即在所有频率范围内具有相等的功率谱密度。

2. 电流噪声的衡量指标为了衡量双极型运放的电流噪声性能，研究人员引入了几个常用的指标。

其中最基本的指标是输入等效电流噪声（Input Equivalent Current Noise，I_en），它代表了运放输入引脚处的电流噪声大小。

另外，输入等效电压噪声（Input Equivalent Voltage Noise，V_en）和输入噪声电压密度（Input Noise Voltage Density，e_n）也是常见的评估指标，它们与输入等效电流噪声之间有一定的关联性。

3. 影响电流噪声的因素在双极型运放中，电流噪声的大小与多个因素密切相关。

首先是晶体管的面积和工艺，面积越大的晶体管在相同的电流下产生的电流噪声会更小。

其次是温度，高温会增加晶体管的热运动，进而增大电流噪声。

同时，电流源的设计和随机散射噪声也会对电流噪声产生影响。

4. 降低电流噪声的方法针对双极型运放的电流噪声问题，研究人员提出了多种降噪方法。

一种常见的方法是采用更先进的工艺技术，在晶体管表面增加薄氧化层以及使用高质量的材料，提高晶体管的性能。

此外，对电流源的设计进行优化，以减小噪声贡献也是有效的降噪手段。

5. 应用举例在实际应用中，电流噪声对运放在信号处理中的性能影响非常重要。

例如，在音频放大器中，电流噪声会干扰到音频信号的传输，导致噪声加深和信号失真。

运算放大器电路中固有噪声的分析与测量(一)[日期：2007-1-29] 来源：21IC中国电子网作者：德州仪器公司高级应用工程师 Art Kay[字体：大中小]第一部分：引言与统计数据评论我们可将噪声定义为电子系统中任何不需要的信号。

噪声会导致音频信号质量下降以及精确测量方面的错误。

板级与系统级电子设计工程师希望能确定其设计方案在最差条件下的噪声到底有多大，并找到降低噪声的方法以及准确确认其设计方案可行性的测量技术。

噪声包括固有噪声及外部噪声，这两种基本类型的噪声均会影响电子电路的性能。

外部噪声来自外部噪声源，典型例子包括数字开关、60Hz 噪声以及电源开关等。

固有噪声由电路元件本身生成，最常见的例子包括宽带噪声、热噪声以及闪烁噪声等。

本系列文章将介绍如何通过计算来预测电路的固有噪声大小，如何采用 SPICE模拟技术，以及噪声测量技术等。

热噪声热噪声由导体中电子的不规则运动而产生。

由于运动会随温度的升高而加剧，因此热噪声的幅度会随温度的上升而提高。

我们可将热噪声视为组件（如电阻器）电压的不规则变化。

图 1.1 显示了标准示波器测得的一定时域中热噪声波形，我们从图中还可看到，如果从统计学的角度来分析随机信号的话，那么它可表现为高斯分布曲线。

我们给出分布曲线的侧面图，从中可以看出它与时域信号之间的关系。

图 1.1: 在时间域中显示白噪声以及统计学分析结果热噪声信号所包含的功率与温度及带宽直接成正比。

请注意，我们可简单应用功率方程式来表达电压与电阻之间的关系（见方程式1.1），根据该表达式，我们可以估算出电路均方根 (RMS) 噪声的大小。

此外，它还说明了在低噪声电路中尽可能采用低电阻元件的重要性。

方程式 1.1：热电压方程式 1.1 中有一点值得重视的是，根据该表达式我们还可计算出 RMS 噪声电压。

在大多数情况下，工程师希望了解―最差条件下噪声会有多严重？‖换言之，他们非常关心峰峰值电压的情况。

如果我们要将 RMS 热噪声电压转化为峰峰值噪声的话，那么必须记住的一点是：噪声会表现为高斯分布曲线。

MT-048TUTORIALOp Amp Noise Relationships: 1/f Noise, RMS Noise,and Equivalent Noise Bandwidth"1/f" NOISEThe general characteristic of op amp current or voltage noise is shown in Figure 1 below.LOG fNOISE nV / √HzorμV / √Hz e n , i n k F CFigure 1: Frequency Characteristic of Op Amp NoiseAt high frequencies the noise is white (i.e., its spectral density does not vary with frequency). This is true over most of an op amp's frequency range, but at low frequencies the noise spectral density rises at 3 dB/octave, as shown in Figure 1 above. The power spectral density in this region is inversely proportional to frequency, and therefore the voltage noise spectral density is inversely proportional to the square root of the frequency. For this reason, this noise is commonly referred to as 1/f noise . Note however, that some textbooks still use the older term flicker noise .The frequency at which this noise starts to rise is known as the 1/f corner frequency (F C ) and is a figure of merit—the lower it is, the better. The 1/f corner frequencies are not necessarily the same for the voltage noise and the current noise of a particular amplifier, and a current feedback op amp may have three 1/f corners: for its voltage noise, its inverting input current noise, and its non-inverting input current noise.The general equation which describes the voltage or current noise spectral density in the 1/f region isf1F k ,i ,e Cn n =, Eq. 1where k is the level of the "white" current or voltage noise level, and F C is the 1/f corner frequency.The best low frequency low noise amplifiers have corner frequencies in the range 1 Hz to 10 Hz, while JFET devices and more general purpose op amps have values in the range to 100 Hz. Very fast amplifiers, however, may make compromises in processing to achieve high speed which result in quite poor 1/f corners of several hundred Hz or even 1 kHz to 2 kHz. This is generally unimportant in the wideband applications for which they were intended, but may affect their use at audio frequencies, particularly for equalized circuits.RMS NOISE CONSIDERATIONSAs was discussed above, noise spectral density is a function of frequency. In order to obtain the rms noise, the noise spectral density curve must be integrated over the bandwidth of interest.In the 1/f region, the rms noise in the bandwidth F L to F C is given by⎥⎦⎤⎢⎣⎡==∫L C C nw F F Cnw C L rms ,n F F ln F v df f 1F v )F ,F (v CLEq. 2where v nw is the voltage noise spectral density in the "white" region, F L is the lowest frequency of interest in the 1/f region, and F C is the 1/f corner frequency.The next region of interest is the "white" noise area which extends from F C to F H . The rms noise in this bandwidth is given byC H nw H C rms ,n F F v )F ,F (v −= Eq. 3Eq. 2 and 3 can be combined to yield the total rms noise from F L to F H :)F F (F F ln F v )F ,F (v C H L C C nw H L rms ,n −+⎥⎦⎤⎢⎣⎡= Eq. 4In many cases, the low frequency p-p noise is specified in a 0.1 Hz to 10 Hz bandwidth, measured with a 0.1 to 10 Hz bandpass filter between op amp and measuring device. The measurement is often presented as a scope photo with a time scale of 1s/div, as is shown in Figure 2 below for the OP213.20nV/div.(RTI)1s/div.Figure 2: 0.1Hz to 10 Hz Input Voltage Noise for the OP213510152025300.1110100FREQUENCY (Hz)INPUT VOLTAGE NOISE, nV / √Hz 0.1Hz to 10Hz VOLTAGE NOISEFor F L = 0.1Hz, F H = 10Hz, v nw = 10nV/√Hz, F C = 0.7Hz:V n,rms = 33nVV n,pp = 6.6 ×33nV = 218nV200nVTIME -1sec/DIV.Figure 3: Input Voltage Noise for the OP177It is possible to relate the 1/f noise measured in the 0.1 to 10 Hz bandwidth to the voltage noise spectral density. Figure 4 above shows the OP177 input voltage noise spectral density on the left-hand side of the diagram, and the 0.1 to 10 Hz peak-to-peak noise scope photo on the right-handV n,rms (F L , F H ) = v nwF C lnF C F L+ (F H –F C )side. Equation 2 can be used to calculate the total rms noise in the bandwidth 0.1 to 10 Hz by letting F L = 0.1 Hz, F H = 10 Hz, F C = 0.7 Hz, v nw = 10 nV/√Hz. The value works out to be about 33 nV rms, or 218 nV peak-to-peak (obtained by multiplying the rms value by 6.6—see the following discussion). This compares well to the value of 200 nV as measured from the scope photo.It should be noted that at higher frequencies, the term in the equation containing the natural logarithm becomes insignificant, and the expression for the rms noise becomes:L H nw L H rms ,n F F v )F ,F (V −≈. Eq. 5And, if F H >> F L ,H nw H rms ,n F v )F (V ≈. Eq. 6However, some op amps (such as the OP07 and OP27) have voltage noise characteristics that increase slightly at high frequencies. The voltage noise versus frequency curve for op amps should therefore be examined carefully for flatness when calculating high frequency noise using this approximation.At very low frequencies when operating exclusively in the 1/f region, F C >> (F H – F L ), and the expression for the rms noise reduces to:⎥⎦⎤⎢⎣⎡≈L H C nw L H rms ,n F F ln F v )F ,F (V .Eq. 7Note that there is no way of reducing this 1/f noise by filtering if operation extends to dc. Making F H = 0.1 Hz and F L = 0.001 Hz still yields an rms 1/f noise of about 18 nV rms, or 119 nV peak-to-peak. The point is that averaging results of a large number of measurements over a long period of time has practically no effect on the rms value of the 1/f noise. A method of reducing it further is to use a chopper stabilized op amp, to remove the low frequency noise.In practice, it is virtually impossible to measure noise within specific frequency limits with no contribution from outside those limits, since practical filters have finite rolloff characteristics. Fortunately, measurement error introduced by a single pole lowpass filter is readily computed. The noise in the spectrum above the single pole filter cutoff frequency, f c , extends the corner frequency to 1.57f c . Similarly, a two pole filter has an apparent corner frequency of approximately 1.2f c . The error correction factor is usually negligible for filters having more than two poles. The net bandwidth after the correction is referred to as the filter equivalent noise bandwidth (see Figure 4 below).EQUIVALENT NOISE BANDWIDTH = 1.57 ×f CFigure 4: Equivalent Noise BandwidthIt is often desirable to convert rms noise measurements into peak-to-peak. In order to do this, one must have some understanding of the statistical nature of noise. For Gaussian noise and a given value of rms noise, statistics tell us that the chance of a particular peak-to-peak value being exceeded decreases sharply as that value increases—but this probability never becomes zero. Thus, for a given rms noise, it is possible to predict the percentage of time that a given peak-to-peak value will be exceeded, but it is not possible to give a peak-to-peak value which will never be exceeded as shown in Figure 5 below.Nominal Peak-to-Peak2 ×rms3 ×rms4 ×rms5 ×rms6 ×rms6.6 ×rms**7 ×rms8 ×rms % of the Time Noise will Exceed Nominal Peak-to-Peak Value32%13%4.6%1.2%0.27%0.10%0.046%0.006%**Most often used conversion factor is 6.6 Figure 5: RMS to Peak-to-Peak RatiosPeak-to-peak noise specifications, therefore, must always be written with a time limit. A suitable one is 6.6 times the rms value, which is exceeded only 0.1% of the time.REFERENCES1.Hank Zumbahlen, Basic Linear Design, Analog Devices, 2006, ISBN: 0-915550-28-1. Also available asLinear Circuit Design Handbook, Elsevier-Newnes, 2008, ISBN-10: 0750687037, ISBN-13: 978-0750687034. Chapter 1.2.Walter G. Jung, Op Amp Applications, Analog Devices, 2002, ISBN 0-916550-26-5, Also available as OpAmp Applications Handbook, Elsevier/Newnes, 2005, ISBN 0-7506-7844-5. Chapter 1.Copyright 2009, Analog Devices, Inc. All rights reserved. Analog Devices assumes no responsibility for customer product design or the use or application of customers’ products or for any infringements of patents or rights of others which may result from Analog Devices assistance. All trademarks and logos are property of their respective holders. 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运算放大器噪声增益
在我们平常的设计中很少用到噪声增益这个概念，由于它通常并不是多么的重要，忽视它对我们的设计也不会造成太大的影响，所以我们很少考虑它。

但是有些时候我们经常在这个问题上出错，这时我们就要仔细考虑一下了。

来看这样的一个电路：
首先我们把两个开关都拨到上面的时候称为CASE1，都拨到下面的时候称为CASE2。

这也就是我们平常所说的同相放大电路和反向放大电路。

在CASE1的状况下,信号增益为1+R1/R2,在CASE1的状况下,信号增益为-R1/R2,这两个电路的反馈是一样的，反馈系数都是R2/(R1+R2)，所以他们的噪声增益都是(R1+R2)/R2。

而增益带宽积的表达式为GBP=Gn*B,所以两种状况下的带宽是一样的。

这里我们可以看出，这对反向放大器是很不利的。

信号放大了R1/R2倍，带宽却减小了1+R1/R2倍。

所以当我们在设计运放电路时，在增益带宽积的问题上只考虑电路的噪声增益就可以了，而与电路的放大模式无关。

分析模拟电路必需熟悉到：什么增益、稳定性、带宽之类，都是电路自身的内因,而输入信号一类的是外因。

所以同相放大器和反相放大器其实是一个电路，两者的带宽其实应当完全一样，那一点点
差异是别的缘由。

同相放大器和反相放大器归一，才有了所谓的噪声增益。

电路中的运算放大器如何抑制噪声在电路设计中，噪声是一个常见的问题，它可以干扰信号的传输和处理。

在运算放大器中，抑制噪声是至关重要的。

本文将介绍电路中的运算放大器如何抑制噪声，并探讨一些常用的方法。

一、噪声的来源噪声可以来自于多个方面，例如电源线、元件本身以及热噪声等。

这些噪声会被引入到运算放大器中，影响信号的准确性和质量。

二、共模抑制比共模抑制比（Common Mode Rejection Ratio，CMRR）是衡量运算放大器抑制共模噪声能力的指标。

它表示在输入信号有共模分量时，运算放大器输出信号中的共模信号与共模输入信号之比。

CMRR越高，运算放大器抑制共模噪声的能力越强。

常用的提高CMRR的方法包括采用差分输入电路、使用抵消电路等。

差分输入电路可以将共模信号抵消，从而提高抑制共模噪声的能力。

抵消电路则可以通过引入一个与输入信号反向相等的噪声信号来消除共模噪声。

三、反馈电阻的选择反馈电阻也对抑制噪声起着重要的作用。

反馈电阻越大，运算放大器的放大倍数越高，信号与噪声的比例也越大，从而抑制噪声的效果也越好。

但是，过大的反馈电阻会导致电路的幅频特性受到影响，影响放大器的性能。

因此，在选择反馈电阻时需要综合考虑信号放大倍数和噪声抑制的需求，以及电路的幅频特性。

四、降低输入噪声输入噪声可以通过一些方法来降低。

一种常用的方法是使用低噪声元件，例如低噪声电阻、低噪声电容等。

这些低噪声元件可以减少噪声引入到电路中的概率。

此外，还可以通过合理布线和屏蔽等方法来降低输入噪声。

合理布线可以减少信号线与干扰源的接触，从而减少干扰信号的引入。

屏蔽则可以通过遮挡干扰源的辐射信号，达到降噪的目的。

五、电源滤波电源线是常见的噪声来源之一。

为了抑制来自电源线的噪声，可以采用电源滤波的方法。

电源滤波可以通过添加滤波电容、滤波电感等元件来消除电源线中的噪声。

滤波电容可以将高频噪声短路到地，从而减少其传播到运算放大器的可能性。

滤波电感则可以通过孤立输入和输出电路与电源线之间的电流，进一步提高噪声抑制能力。

运算放大器电路固有噪声的分析与测量第六部分：噪声测量实例作者：德州仪器 (TI) 高级应用工程师 Art Kay在第 5 部分我们介绍了不同类型的噪声测量设备。

我们将在第 6 部分讨论与噪声测量相关的参数和操作模式。

在这里我们将列举一些实际应用的例子，来说明如何使用该设备对第 3 部分及第 4 部分所描述的电路进行测量。

屏蔽：测量固有噪声时，消除外来噪声源是很重要的。

常见的外来噪声源有：电源线路“拾取”（“拾取”是指引入外来噪声，比如 60Hz 噪声）、监视器噪声、开关电源噪声以及无线通信噪声。

通常利用屏蔽外壳将所测电路放置于其中。

屏蔽外壳通常由铜、铁或铝制成，而重要的是屏蔽外壳应与系统接地相连。

一般来说，电源线缆和信号线缆是通过外壳上的小孔连接到屏蔽外壳内电路的。

这些小孔尽可能地小，数量也要尽可能地少，这一点非常重要。

实际上，解决好接缝、接合点以及小孔的（电磁）泄露，就可以实现较好的屏蔽效果。

[1]图 6.1 举例显示了一种极易构建且非常有效的屏蔽外壳，该屏蔽外壳是采用钢漆罐制成的（这些材料可从绝大多数五金商店买到，而且价格也不高）。

漆罐有紧密的接缝，并且罐盖的设计可以使我们方便地接触到所测电路。

请注意，I/O 信号是采用屏蔽式同轴线缆进行连接的，该同轴线缆采用 BNC 插孔-插孔式连接器将其连接到所测试的电路；BNC 插孔-插孔式连接器壳体与漆罐进行电气连接。

外壳唯一的泄露路径是将电源连接到所测电路的三个香蕉插头 (banana connector)。

为了实现最佳的屏蔽效果，应确保漆罐密封紧固。

图 6.2 为测试用漆罐装配示意图图 6.1：使用钢漆罐进行测试)BNC jack to jackconnected to can图 6.2：测试用漆罐装配示意图检测噪声底限一个常见的噪声测量目标是测量低噪声系统或组件的输出噪声。

通常的情况是，电路输出噪声太小，以至于绝大多数的标准测试设备都无法对其进行测量。

运放低噪声放大电路-回复运放（Operational Amplifier，简称Op Amp）是一种集成电路器件，被广泛应用于各种电子设备中。

它具有高增益、高输入阻抗、低输出阻抗等特点，可以实现电压放大、电流放大、滤波、积分、微分等功能。

本文将主要介绍运放中的一个关键特性——低噪声放大电路，并详细阐述其原理与实现方法。

首先，我们来介绍一下什么是低噪声放大电路。

噪声是电子设备普遍存在的一种干扰，对于某些特定的应用场景，如音频放大、信号接收等，低噪声是非常重要的要求。

低噪声放大电路是一种能够对输入信号进行放大同时尽可能减小噪声干扰的电路。

实现低噪声放大电路的关键在于降低噪声源引起的噪声，并通过设计合适的放大电路结构，增益和反馈来减小噪声。

下面将从电路结构、器件选择和反馈设计三个方面来详细介绍。

首先，电路结构对于低噪声放大电路的性能有着重要的影响。

目前常用的运放电路结构有共模反馈放大器（CMRR）和差模放大器（DM）。

CMRR是一种通过将输入信号与一个参考电平进行比较，再将差异信号放大的电路结构，可以提高共模抑制比（CMRR），从而降低噪声。

CMRR 衡量了在共模信号存在时所产生的差模输出信号与共模输出信号之比。

CMRR高的电路结构能够有效抑制共模噪声，从而实现低噪声放大。

DM是一种将输入信号通过差分放大，再将差异信号放大的电路结构。

差分放大器具有高共模抑制比和良好的差模增益，能够有效降低噪声。

在差分放大器中，通常采用双端输入和双端输出的方式，以进一步提高共模抑制比。

利用DM结构实现的运放电路，通常具有较低的噪声。

其次，器件的选择对于低噪声放大电路同样至关重要。

在实际应用中，主要有两种类型的运放器件，即离散元器件和集成运放。

离散元器件具有更高的电流和电压容量，但由于参数差异较大，因此在实际应用中需要谨慎选型。

相比之下，集成运放具有一致性好、成本低等优势，常被广泛应用。

在选择器件时，还需要特别注意器件的噪声参数，如输入电压噪声、输入电流噪声、电压偏置、共模抑制比等。

关于运算放大器电路噪声特性的简析【摘要】噪声是广播电视设备中的重要技术指标，“如何运用好噪声”对广播电视技术有着重要的意义。

本文简要介绍了运算放大器电路包含的噪声类型。

运用标准的电路理论和噪声模型，计算运算放大器电路的噪声。

最后，给设计人员提供了有关噪声设计的建议和方法。

【关键词】运算放大器;噪声;功率谱密度;噪声源1.引言早期的噪声研究，把具体电路中这种电流和电压的自然波动比作布朗运动。

1928年，J.B.John-son的研究证明，噪声对电子工程师设计精密放大器具有很大影响，一个电子线路灵敏度的极限，必须设置在信噪比刚好要下降到可接受限度的临界点上。

和是噪声谱密度，通常用来表征噪声参数。

它的出现简单地说是噪声功率会随着带宽的增加（每）而增加，因此，噪声电压或噪声电流会随着带宽平方根的增加（每Hz）而增加。

这种确定噪声源的参数等效总是与频率相结合的，表明谱密度是表征噪声源的天然形式。

2.运算放大器电路的噪声类型运算放大器电路中存在5种噪声源：散粒噪声（Shot Noise）热噪声（Thermal Noise）闪烁噪声（Flicker Noise）爆裂噪声（Burst Noise）雪崩噪声（Avalanche Noise）爆裂噪声和雪崩噪声在运算放大器电路中通常没有太大影响，即使有，也能够消除，在噪声分析中可以不予考虑。

下面逐一介绍各种噪声源。

2.1 散粒噪声散粒噪声总是与电流流动相联系的。

无论何时电荷流过势垒（如pn结），导体不再处于热平衡状态，都会导致散粒噪声产生。

流过势垒纯粹是随机事件，因此，大量随机、独立的电流脉冲的平均值iD就形成了瞬时电流i。

散粒噪声是白噪声（某一频率范围内谱密度保持常数的噪声信号），它的频谱是平坦的（作一条相对于频率的散粒噪声曲线时，噪声值始终恒定），即功率密度是均匀的。

此外，散粒噪声与温度无关。

2.2 热噪声热噪声是由于导体内部载流子（电子或空穴）的无规则热运动产生的。

电路噪声对于电子线路中所标称的噪声，可以概括地认为，它是对目的信号以外的所有信号的一个总称。

最初人们把造成收音机这类音响设备所发出噪声的那些电子信号，称为噪声。

但是，一些非目的的电子信号对电子线路造成的后果并非都和声音有关，因而，后来人们逐步扩大了噪声概念。

例如，把造成视屏幕有白班呀条纹的那些电子信号也称为噪声。

可能以说，电路中除目的的信号以外的一切信号，不管它对电路是否造成影响，都可称为噪声。

例如，电源电压中的纹波或自激振荡，可对电路造成不良影响，使音响装置发出交流声或导致电路误动作，但有时也许并不导致上述后果。

对于这种纹波或振荡，都应称为电路的一种噪声。

又有某一频率的无线电波信号，对需要接收这种信号的接收机来讲，它是正常的目的信号，而对另一接收机它就是一种非目的信号，即是噪声。

在电子学中常使用干扰这个术语，有时会与噪声的概念相混淆，其实，是有区别的。

噪声是一种电子信号，而干扰是指的某种效应，是由于噪声原因对电路造成的一种不良反应。

而电路中存在着噪声，却不一定就有干扰。

在数字电路中。

往往可以用示波器观察到在正常的脉冲信号上混有一些小的尖峰脉冲是所不期望的，而是一种噪声。

但由于电路特性关系，这些小尖峰脉冲还不致于使数字电路的逻辑受到影响而发生混乱，所以可以认为是没有干扰。

当一个噪声电压大到足以使电路受到干扰时，该噪声电压就称为干扰电压。

而一个电路或一个器件，当它还能保持正常工作时所加的最大噪声电压，称为该电路或器件的抗干扰容限或抗扰度。

一般说来，噪声很难消除，但可以设法降低噪声的强度或提高电路的抗扰度，以使噪声不致于形成干扰。

电子电路中噪声的产生？如何抑制这个东西主要是由于电路中的数字电路和电源部分产生的。

在数字电路中，普遍存在高频的数字电平，这些电平可以产生两种噪声：1、电磁辐射，就像电视的天线一样，通过发射电磁波来干扰旁边的电路，也就是你说的噪声。

2、耦合噪声，指数字电路和旁边的电路存在一定的耦合，噪声可以直接在电器上直接影响其他的电路，这种噪声更厉害。

运放的噪声；问：有关运算放大器的噪声？答：首先，必须注意到运算放大器及其电路中元器件本身产生的噪声与外界干扰或无用信号并且在放大器的某一端产生的电压或电流噪声或其相关电路产生的噪声之间的区别。

干扰可以表现为尖峰、阶跃、正弦波或随机噪声而且干扰源到处都存在：机械、靠近电源线、射频发送器与接收器、计算机及同一设备的内部电路(例如，数字电路或开关电源)。

认识干扰，防止干扰在你的电路附近出现，知道它是如何进来的并且如何消除它或者找到对付干扰的方法是一个很大的题目。

如果所有的干扰都被消除，那么还存在与运算放大器及其阻性电路有关的随机噪声。

它构成运算放大器的控制分辨能力的终极限制。

我们下面的讨论就从这个题目开始。

问；有关运算放大器的随机噪声。

它是怎么产生的?答：在运算放大器的输出端出现的噪声用电压噪声来度量。

但是电压噪声源和电流噪声源都能产生噪声。

运算放大器所有内部噪声源通常都折合到输入端，即看作与理想的无噪声放大器的两个输入端相串联或并联不相关或独立的随机噪声发生器。

我们认为运算放大器噪声有三个基本来源：·一个噪声电压发生器(类似失调电压，通常表现为同相输入端串联)。

·两个噪声电流发生器(类似偏置电流，通过两个差分输入端排出电流)。

·电阻噪声发生器(如果运算放大器电路中存在任何电阻，它们也会产生噪声。

可把这种噪声看作来自电流源或电压源，不论哪种形式在给定电路中都很常见)。

运算放大器的电压噪声可低至3 nV/Hz。

电压噪声是通常比较强调的一项技术指标，但是在阻抗很高的情况下电流噪声常常是系统噪声性能的限制因素。

这种情况类似于失调，失调电压常常要对输出失调负责，但是偏置电流却有真正的责任。

双极型运算放大器的电压噪声比传统的FET运算放大器低，虽然有这个优点，但实际上电流噪声仍然比较大。

现在的FET运算放大器在保持低电流噪声的同时，又可达到双极型运算放大器的电压噪声水平。

问：电压噪声达到3 nV/Hz的单位是怎么来的?它的含义如何?答：让我们讨论一下随机噪声。

第二部分：运算放大器噪声介绍作者：TI高级应用工程师Art Kay噪声的重要特性之一就是其频谱密度。

电压噪声频谱密度是指每平方根赫兹的有效(RMS) 噪声电压（通常单位为nV/rt-Hz）。

功率谱密度的单位为W/Hz。

在上一篇文章中，我们了解到电阻的热噪声可用方程式2.1 计算得出。

该算式经过修改也可适用于频谱密度。

热噪声的重要特性之一就在于频谱密度图较平坦（也就是说所有频率的能量相同）。

因此，热噪声有时也称作宽带噪声。

运算放大器也存在宽带噪声。

宽带噪声即为频谱密度图较平坦的噪声。

方程式2.1：频谱密度——经修改后的热噪声方程式图2.1：运算放大器噪声频谱密度除了宽带噪声之外，运算放大器常还有低频噪声区，该区的频谱密度图并不平坦。

这种噪声称作1/f 噪声，或闪烁噪声，或低频噪声。

通常说来，1/f 噪声的功率谱以1/f 的速率下降。

这就是说，电压谱会以1/f(1/2 ) 的速率下降。

不过实际上，1/f 函数的指数会略有偏差。

图2.1 显示了典型运算放大器在1/f 区及宽带区的频谱情况。

请注意，频谱密度图还显示了电流噪声情况（单位为fA/rt-Hz）。

我们还应注意到另一点重要的情况，即1/f 噪声还能用正态分布曲线表示，因此第一部分中介绍的数学原理仍然适用。

图2.2 显示了1/f 噪声的时域情况。

请注意，本图的X 轴单位为秒，随时间发生较慢变化是1/f 噪声的典型特征。

图2.2：时域所对应的1/f 噪声及统计学分析结果图2.3 描述了运算放大器噪声的标准模型，其包括两个不相关的电流噪声源与一个电压噪声源，连接于运算放大器的输入端。

我们可将电压噪声源视为随时间变化的输入偏移电压分量，而电流噪声源则可视为随时间变化的偏置电流分量。

图2.3：运算放大器的噪声模型运算放大器噪声分析方法运算放大器噪声分析方法是根据运放数据表上的数据计算出运放电路峰峰值输出噪声。

在介绍有关方法的时候，我们所用的算式适用于最简单的运算放大器电路。

运放电路噪声降低措施引言：运放（Operational Amplifier，简称Op-Amp）是一种重要的电子器件，广泛应用于模拟电路和信号处理领域。

然而，运放电路中的噪声问题一直是工程师们关注的焦点。

本文将介绍一些常见的运放电路噪声降低措施，以帮助读者更好地理解和解决这一问题。

一、降低输入端噪声1. 选择低噪声运放：在设计中，应选择具有低噪声指标的运放器件。

这些器件通常采用特殊工艺和结构设计，以降低内部噪声的产生和传播。

2. 降低输入电阻：通过增加输入电阻，可以减少外部信号源对运放电路的干扰。

可以采用电阻分压网络或差分输入电路等方式来实现。

二、减小输出端噪声1. 选择低噪声电源：电源噪声是运放输出端噪声的重要来源之一。

因此，在设计中应选择低噪声的电源，或者采取滤波措施来减小电源噪声的传播。

2. 优化输出负载：合理设计输出负载可以减小运放电路的噪声。

例如，选择合适的负载电阻、使用电流源负载等方式可以改善输出端的噪声性能。

三、抑制运放内部噪声1. 降低运放增益：运放的增益越高，其内部噪声对输出信号的影响就越大。

因此，在实际设计中，可以适当降低运放的增益，以减小内部噪声的放大效应。

2. 优化运放工作状态：合理选择运放的工作状态可以降低其内部噪声。

例如，通过调整偏置电流、优化工作温度等方式可以改善运放的噪声性能。

四、减少外部干扰1. 电源滤波：通过添加适当的电源滤波电路，可以减小电源噪声对运放电路的干扰。

常用的滤波电路包括电容滤波、电感滤波等。

2. 地线布局：合理的地线布局可以减少运放电路受到的外部干扰。

应尽量避免地线回路过长、过窄，减少回路面积，降低干扰电流的传播。

五、其他注意事项1. 温度控制：运放的噪声性能与温度密切相关。

因此，在实际应用中，应注意控制运放的工作温度，避免过高或过低的温度对噪声性能的影响。

2. 信号调理：在实际应用中，可以采用信号调理技术来降低噪声。

例如，使用滤波器、放大器等前置电路对输入信号进行处理，以减小噪声的影响。

运放噪声计算公式运放噪声是在电子电路设计中一个比较重要的概念，特别是在对精度要求较高的模拟电路中。

要搞清楚运放噪声的计算公式，咱们得先从噪声的基本概念说起。

噪声这玩意儿，就像是电路里的“小捣蛋鬼”，总是在你不注意的时候出来捣乱，影响电路的性能。

比如说，在音频放大器中，噪声可能会让你听到“沙沙”的声音；在测量仪器中，噪声可能会导致测量结果不准确。

运放的噪声主要来源于两个方面：一是内部的热噪声，二是闪烁噪声。

热噪声就像是一群调皮的孩子在教室里乱跑乱撞，是由电子的随机运动产生的。

而闪烁噪声呢，则像是一个神秘的“隐身侠”，在低频时特别活跃，它的产生机制比较复杂，咱先不深究。

那运放噪声的计算公式是啥呢？一般来说，运放的总噪声电压可以用下面这个公式来计算：\(V_{n,tot} = \sqrt{V_{n1}^2 + V_{n2}^2 + V_{n3}^2 + ...... +V_{nn}^2}\)这里面，\(V_{n1}\)、\(V_{n2}\) 等等分别是不同噪声源的噪声电压。

我记得有一次，我在设计一个用于传感器信号放大的电路时，就因为没有充分考虑运放的噪声，结果出来的数据总是有一些莫名其妙的波动。

我当时那叫一个郁闷啊，反复检查电路的连接，确定没有接错线。

然后又开始怀疑是不是传感器出了问题，把传感器换了一个新的，还是不行。

最后，经过一番仔细的分析和计算，才发现原来是运放的噪声在作祟。

要计算每个噪声源的噪声电压，那又得用到不同的公式。

比如热噪声的电压可以用下面这个公式计算：\(V_{n,thermal} = \sqrt{4kTRB}\)这里的 \(k\) 是玻尔兹曼常数，\(T\) 是绝对温度，\(R\) 是电阻值，\(B\) 是带宽。

而闪烁噪声的电压通常可以表示为：\(V_{n, flicker} = K / \sqrt{f}\)其中 \(K\) 是一个与器件相关的常数，\(f\) 是频率。

在实际应用中，我们还得考虑运放的增益对噪声的影响。

简述理想化集成运放的参数要求及特点理想化集成运放是一种高增益、高输入阻抗、低输出阻抗的运放电路，具有许多优点和特点。

在设计和选择理想化集成运放时，需要考虑以下参数要求和特点：1. 高增益：理想化集成运放具有非常高的开环增益，通常达到几十万到数百万倍。

高增益可以提供放大器的精确性和灵敏度，使其能够放大微弱的信号并提供准确的输出。

2. 高输入阻抗：理想化集成运放的输入阻抗非常高，通常在几兆欧姆到数十兆欧姆之间。

高输入阻抗可以减少输入信号源和运放之间的负载效应，确保输入信号的准确性和稳定性。

3. 低输出阻抗：理想化集成运放的输出阻抗非常低，通常在几十欧姆到数百欧姆之间。

低输出阻抗可以提供更好的信号传输能力，使输出信号能够驱动负载电阻而不损失信号质量。

4. 宽带宽：理想化集成运放具有非常宽的带宽范围，通常在几百千赫兹到数百兆赫兹之间。

宽带宽可以保证运放在各种频率范围内提供准确的放大，使其适用于高频和宽频带的应用。

5. 低失真：理想化集成运放的失真非常低，通常在0.001%以下。

低失真可以保证放大器输出信号的准确性和稳定性，使其适用于要求高精度的应用。

6. 低噪声：理想化集成运放的噪声非常低，通常在几微伏以下。

低噪声可以提供清晰的信号放大，减少噪声对信号的干扰，使其适用于对信噪比要求较高的应用。

7. 低功耗：理想化集成运放的功耗非常低，通常在几毫瓦以下。

低功耗可以减少电路的能耗，延长电池寿命，适用于低功耗和便携式设备。

8. 温度稳定性：理想化集成运放的性能在不同温度下保持稳定。

温度稳定性可以确保运放在各种工作环境下都能提供准确的放大和稳定的输出。

9. 高共模抑制比：理想化集成运放具有很高的共模抑制比，可以降低共模干扰对信号的影响，提高信号的准确性。

总结来说，理想化集成运放具有高增益、高输入阻抗、低输出阻抗、宽带宽、低失真、低噪声、低功耗、温度稳定性和高共模抑制比等特点。

这使得它成为广泛应用于各种电子设备和系统中的理想放大器元件。